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射頻/無線  

RF調變器的音視訊訊號調節電路設計

上網時間: 2005年01月01日  打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:RF  調變器  訊號調節  BT.470-6  低通重建濾波器 

從簡單的類比方案到單晶片合成器,都需要經過調節的音訊、視訊輸入訊號,如何滿足音視訊輸入訊號的要求是設計工程師所面臨的一個挑戰。本文利用標準運算放大器和分離元件提供了一個低成本解決方案,並提供了電路設計方法。

儘管我們已經步入數位視訊時代,但是由於歷史原因,仍然保留了RF調變的類比電視用於國際標準及安全監控應用中。從簡單的類比方案到單晶片合成器,所有的調變器都需要經過調節過的音訊、視訊輸入訊號,如何滿足音視訊輸入訊號的要求是設計工程師所面臨的一個挑戰。儘管這種要求普遍存在,但目前還沒有適當的整合方案,而是採用分離元件設計。主要原因是設計難度和標準之間的差異,以及調變器本身對訊號電平的不同要求。對訊號的調節通常包括:視訊訊號的低通濾波、帶阻濾波以及群延遲補償,音訊訊號的預加重以及用於調節調變幅度的音、視訊電平控制。

基於以上原因,許多有線電視和衛星接收機、VCR、DVD、TV等並未完全達到設計要求,與基頻複合訊號(Cvb)相較,調變訊號的品質較差。本文探討了這種應用的介面要求,並利用標準運算放大器和分離元件提供了一個低成本解決方案,給出了適合大多數AV設備的後面板輸出。

實際需求與問題

ITU推薦的BT.470-6標準規定了NTSC、PAL對驅動RF調變器的視訊訊號群延遲變化和音訊訊號預加重的要求,但對其他規格的要求不夠清晰,本文根據典型的TV、DVD或視訊轉換盒(STB)後面板(圖1所示,提供基頻和RF調變的音訊、視訊輸出),在表1和表2中歸納了這些要求和設計規格。

有些訊號調節要求取決於訊號源。例如,如果送入調變器的訊號來自DAC,這將需要重建濾波器以濾除噪音、混疊訊號,避免出現帶外調變。另外,還需要進一步的放大處理,以補償後端負載和DAC輸出的變化。視訊訊號在伴音副載波附近的帶阻濾波並非一定需要,但在圖3中的ITU-470群延遲要求濾波處理,調變器IC通常也提出了相應的建議。典型的後面板訊號輸出電平高於調變器的輸入電平,需要對訊號進行衰減。因此,圖1中的音、視訊訊號介面需要:

1. 用於音訊和視訊輸出的低通重建濾波器(假設這些訊號源自DAC輸出)。


2. 伴音副載波帶阻濾波器或陷波器:濾波器以伴音副載波為中心頻率,這會在陷波頻率附近產生較大的群延遲變化(正是由於這個原因,NTSC和PAL均將伴音副載波置於視訊訊號的最小-3dB頻寬以上,以便能夠實現補償)。


3. 群延遲補償:以符合ITU-470圖3中的波形要求,由具體標準決定。


4. 左、右聲道混音:用於單聲道音訊設備,只有在將立體聲輸出到單聲道調變器時才需要。


5. 音訊預加重:由具體標準決定(表1)。


6. 可調節的音訊、視訊訊號幅度:設置調變度,由具體標準和所使用的調變器晶片決定。

濾波器設計

首先需要設計是低通重建濾波器,以消除音、視訊訊號的混疊輸出和帶內噪音。利用主動濾波器可以將DAC輸出提升到標準電平,驅動後面板以及RF調變器。

對於音訊訊號,需要採用22-24kHz、-3dB頻率和足夠增益的低通濾波器(LPF)為後面板提供2V RMS的輸出。由於音訊訊號被高度過採樣,只需一階被動RC濾波即可,第二級RC濾波器實際用於音訊調變,而非訊號重建。圖2所示電路利用MAX4494實現這一功能,驅動後面板輸出和RF調變器的音訊輸入。

對視訊訊號的處理要困難一些,它沒有經過高度的過採樣處理,至少需要一個三極(three-pole)重建濾波器,如果處理過程導入了較大的群延遲變化,還必須進行補償、提高增益,以補償DAC輸出的變化和後端損失。最好採用主動濾波方案,圖3所示電路是為NTSC或PAL制式提供的一個參考方案,圖中採用了MAX4380,利用R8可以調節群延遲,為後面板和RF調變器的視訊輸入提供驅動。對於多工輸出,如複合視訊和S視訊,可以採用相同的方案,利用三運放或四運放的MAX4382或MAX4383建構該濾波電路。

音訊調變器訊號調節

音訊調變器訊號調節的第一步是將左、右立體聲聲道的訊號求和,轉換成單聲道訊號,並降低訊號的幅度。然後,由具有預加重網路的緩衝器增強高頻訊號。圖4是一種低成本的解決方案,採用T型電阻網路和連接到地的可變電阻,左、右聲道訊號通過R1和R2進入R3、R4求和,R3用於調節電平,R4設置最大衰減量。預加重網路是由MAX4494周圍的R7、R8、R9和C1構成的超前-滯後網路。時間常數為:

T = 2 × ?×(R7×R8/R7+R8)+R9×C1

對於NTSC系統,時間常數設置為75μs(~2100HZ)。改變R7、R8、R9和/或C1,可以將時間常數設置為用於PAL系統的50μs。R5用於均衡輸入和偏置電流產生的失調電壓,R10用於隔離輸出端的容性負載。

需要注意的是,為了防止提升頻率造成過調變,可以由音訊重建濾波器的第二極來消除預加重效應。所帶來的負面影響是增大了LPF的頻寬,如果DAC訊號存在顯著的帶內噪音,同樣會導致類似於過調變的問題。一種折衷的方法是採用獨立的音訊重建濾波器,分別用於調變器和後面板輸出。

視訊調變器訊號調節

視訊訊號的調節需要對複合視訊在FM伴音副載波區域進行陷波處理,避免與視訊訊號複合時產生衝突。伴音副載波恰好在彩色副載波之上,帶阻濾波器所產生的群延遲變化大約為幾百奈秒。這將改變彩色副載波的相位,造成影像偏色。為了修正這一效應,需要幾個一階延遲器,本文採用了二階LC網路用於帶阻濾波和群延遲補償(圖5)。使用一片MAX4383四運放,該電路用於NTSC系統,如果對電路中的元件參數做一些調整,也適用於PAL系統。

輸入級二階均衡電路利用R2和R3設置增益,L1和C1設置頻率,R1設置二階網路的Q值,圖中採用了一個標準的22μH SMD電感,可相應地調節電容器C1,這樣可以用兩個調節元件(C1、R1)設置Q值和群延遲(GD)。該電路對GD的設置略低於帶阻濾波器所產生的群延遲。

LC陷波器的中心頻率為:

Fac = 1/ (L2×C2)1/2

頻寬(BW)或Q值由電阻和感抗決定:

Q = Req/Xl=(R4×R5/R4+R5) + R6/ 2×?×L2 = Fac/BW

已知L2和Fac,從表2可知所需要的頻帶為:3.58MHz + 620KHz = 4.2MHz。Fac為4.5MHz,則頻寬為+/-300kHz或600kHz,Q值為:

Q = 4.5MHz/600kHz = 7.5

選擇L2,運算出Req = 622/7.5 = 83Ω,這?選用150Ω的R4和R5,利用R6進行微調。R4、R5分壓器還提供-6dB的輸入衰減。調節C2用於補償L2的容差。

U1b構成增益可調的緩衝器,增益由R7、R8設置。如果不需要提供增益,可去掉R7,R8採用22?的小電阻,以防自激。該電路配合前級衰減器可以將輸出電平設置在與調變器相匹配的電平上,確定調變度。下一級二階均衡電路與第一級相同,只是具有更高的頻率和更低的Q值。利用C3調節頻率、R13調節Q值。增益由R9、R10設置為1V/V。最後一級一階均衡器和線驅動器中,R14和C4設置延遲,R11和R12將U1d設置為單位增益。R15用於75?負載終端匹配。

一旦選擇了音訊、視訊DAC或MPEG解碼器和調變器晶片,就確定了最終設計方案中的參數。實際設計中,有些元件還需要根據佈線和寄生效應作進一步的調整。

本文總結

從上述設計過程可以看出,利用運算放大器設計音、視訊的介面電路難度較大,但它具有以下優勢:

1. 成本低,可利用標準元件靈活設計。


2. 需要調節的元件較少。


3. 符合ITU推薦的BT.470-6標準。


4. 適用於任何MPEG解碼器和RF調變器的組合。


5. 適用於NTSC和PAL應用。

作者:Bill Stutz


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