5G測試:調變失真方法加速功率放大器表徵

作者 : Jessy Cavazos,是德科技

隨著5G時代的到來,業界轉向採用毫米波(mmWave)頻率和更寬的訊號頻寬,設計人員必須執行更複雜的表徵測試以實現最佳化設計,這一切都使得挑戰變得更加嚴峻。本文探討表徵PA的各種方法,並提供了幾個測量示例。

現代通訊系統採用正交頻分多工(OFDM)波形進行數位訊號解調。然而,OFDM波形的線性度並不高,在解調過程中容易產生誤差,引發訊號品質問題。如果裝置組成中的元件——例如功率放大器(PA)能效也不高,那麼還會影響電池續航力。

為了確保設計具有高效率,同時提高PA的線性度,必須克服一連串的挑戰。隨著5G時代的到來,業界轉向採用毫米波(mmWave)頻率和更寬的訊號頻寬,設計人員必須執行更複雜的表徵測試以實現最佳化設計,這一切都使得挑戰變得更加嚴峻。本文探討表徵PA的各種方法,並提供了幾個測量示例。

業界通行做法

業界通常使用兩個工作站進行PA表徵。第一個工作站使用向量網路分析儀(VNA)執行基礎的表徵測量,如S參數、增益壓縮、三階交截點(IP3)等,有時還包括雜訊係數。另一個工作站包含訊號產生器和訊號分析儀,用於產生誤差向量幅度(EVM)和相鄰通道功率比(ACPR),後者是衡量PA非線性度的指標(圖1)。首先採用VNA測試裝置,再由另一個工作站進行測試。

圖1:表徵PA通常需要兩個步驟:先以VNA測試裝置,再採用訊號產生器和分析儀。

由於5G使用毫米波頻譜中較高的頻率――稱為FR2,加上OFDM訊號具有較高的頻寬,使得PA的EVM測量比起過去更加困難。

例如,傳統方法在測量5G裝置的EVM時需要先使用訊號產生器進行訊號調變。訊號產生器可以提供專用的5G新無線電(NR)調變機制,其中包含前導碼、導頻和資料。接著還需要擷取波形,並使用專用方案對其進行解調、繪製星座圖,再測量理想星座圖與實測星座圖之間的誤差,從而確定EVM值。

但是在5G FR2場景中,由於載波頻率範圍很寬,殘餘EVM(即測試系統的EVM)與裝置的EVM非常接近。擷取的寬頻訊號包含寬頻雜訊。頻寬越大,訊號雜訊比(SNR)就越低。電纜損耗和高頻響應也會導致訊號品質衰減,而較高的SNR更增加了自動測試的難度。

調變失真系統設置

近來出現了一種新的PA表徵方法,稱為調變失真,它可以解決傳統方法中存在的問題。調變失真系統的設置由一個工作站構成,其中含有VNA和訊號源,能夠執行所有的VNA測量以及ACPR和EVM測量(圖2)。


圖2:用於表徵PA的調變失真設置,可在單一工作站中提供各種表徵測試。

在調變失真系統中首先會產生一個激勵訊號,這個訊號被稱為壓縮測試訊號。VNA韌體在原始波形中選擇一個可以代表該波形統計特徵的區段,然後使用矩形濾波器消除頻譜洩漏。儘管只使用了一個波形區段,但壓縮測試訊號的頻率特徵與原訊號是一樣的。兩個訊號的互補累積分佈函數(CCDF)可能略有差異,但是測試訊號越長的話,二者之間的差異會越小,對測量速度的影響微乎其微。

使用壓縮測試訊號激勵裝置之後,您可以執行頻域分析,測量裝置的非線性度。透過同時測量輸入和輸出,測量結果可以保持一致。此外,您還可以使用向量校正儘量減少測量系統不匹配所導致的誤差。

在測量寬頻訊號時,由於VNA數位轉換器存在頻寬限制,因而無法一次性對整個頻段進行測量。為了解決這個問題,VNA每30MHz頻寬測量一次,然後移動本地頻率擷取有用頻段中的所有頻譜。

頻譜關聯技術可以將輸出訊號頻譜分解為線性部份和失真部份,以便計算EVM和ACPR等技術指標。ACPR根據頻內和相鄰頻段的通道功率來計算,EVM則透過對測量結果中的頻內失真頻譜進行積分計算。從數學角度上來說,透過頻域計算EVM與透過時域計算EVM的原理一樣,都可以用帕塞瓦爾定理(Parseval’s theorem)來解釋。

在傳統的設置中,訊號產生器和分析儀會對裝置施加激勵,然後在時域中擷取訊號,並透過繪製星座圖來計算EVM。調變失真設置則與之相反,它先是產生壓縮波形,再重複輸出這個壓縮測試訊號來激勵裝置,在頻域中擷取輸入和輸出頻譜,最後將輸出頻譜分解為線性部份和失真部份來計算EVM。

這樣的系統設置能夠更簡單、更輕鬆地準確表徵PA對失真的影響,尤其是在寬頻應用中。系統動態範圍越寬,所產生的殘餘EVM就較低,而VNA校準技術則可在待測物(DUT)輸入端實現較高的訊號傳真度。這種調變失真測量方法不僅可以提高測量速度,同時還可提供一致的測量結果。

兩種方法的測量示例

我們來看幾個具體的測量示例(圖3)。


圖3:採用傳統方法(橙色)與調變失真方法(藍色)對同一待測物進行功率掃描測量的比較;結果顯示採用調變失真方法的準確度更高。

在上述測量中,我們分別使用傳統方法(橙色)和調變失真方法(藍色)來表徵同一個待測物。透過對輸出功率(Pout)[單位:dBm]仔細地進行表徵,可以實現一一對應的比較。

這兩種方法在使用100MHz QPSK波形時可以得到一致的測量結果。但如果使用100MHz 64QAM波形,在PA失真比較嚴重的大功率區域,二者的結果會略有不同。這是因為使用傳統方法進行解調時會發生符號跳躍而導致誤差。

對於64QAM之類的密集星座圖來說,如果誤差大於QAM星座圖的間距,那麼採用傳統設置測得的EVM會偏低。透過400MHz QPSK測量結果可以發現,在大功率非線性區域也有同樣的問題。

在小功率區域,調變失真方法的EVM測量結果也更準確,因為VNA的基底雜訊較低。400MHz 64QAM波形的測量結果同樣如此。

圖4顯示採用調變失真設置對5G FR2 100MHz 4CC訊號進行測量的其他示例。該系統可以計算每個載波的EVM以及整個頻段的ACPR。

圖4:5G FR2 4CC訊號測量採用調變失真設置,顯示每一個載波的EVM以及整個頻段的ACPR。

圖5為採用調變失真方法進行的脈衝測量示例。使用脈衝壓縮測試訊號作為激勵時,您可以利用該訊號實現同步測量,並觸發SMU同步測量偏置電壓。採用調變失真設置進行脈衝測量非常簡單。

圖5:採用調變失真設置測量5G NR 400MHz訊號的脈衝測量。

雖然5G技術非常複雜,但我們可以讓PA的EVM測量變得不那麼困難。在測量功率放大器的EVM和ACPR時,調變失真系統的設置比起傳統方法更簡單易用,而且準確性也更高。

(本文同步刊登於《電子工程專輯》雜誌2020年7月號;參考原文:5G testing: Modulation distortion method speeds power amplifier characterization)

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