氮化鎵功率元件的並聯模擬分析

作者 : 楊東益、林志宏,英飛凌科技(Infineon)

寬能隙元件本身的參數偏移、寄生電容、及雜散電感等等的差異,在並聯的應用上都是一個挑戰。但實際上要找到極限參數的元件去做實驗分析實屬不易,所以本文利用建立模擬模型的方式分析GaN HEMT並聯,讓使用者提前了解可能會遭遇的問題,才能在設計階段加以考慮以及排除...

半導體功率開關元件在並聯的應用上需要注意相關的影響因素;在多年發展與經驗的累積下,使用者已經對於矽功率開關元件相當熟悉,但是新的寬能隙元件──氮化鎵功率開關元件(GaN HEMT)──尚在初始研究開發狀態,有別於傳統矽功率開關元件,在並聯上存在更多需要注意的事項。

寬能隙元件本身的參數偏移、寄生電容、及雜散電感等等的差異,在並聯的應用上都是一個挑戰。但實際上要找到極限參數的元件去做實驗分析實屬不易,所以本文利用建立模擬模型的方式分析GaN HEMT並聯,讓使用者提前了解可能會遭遇的問題,才能在設計階段加以考慮以及排除,讓GaN HEMT在並聯使用上可以穩定運作、確保產品量產品質。

氮化鎵功率開關元件並聯模擬分析

從理論上講,當兩個開關元件並聯時,這兩個元件將平均分配負載工作電流,且預計在靜態和動態情況下都會保持平均分配電流;但是實際上這幾乎不會發生。由於不同物理點處的不對稱,導致流經的電流不平衡。以下列出最常發生的問題:

  1. 由於PCB佈局、走線、層排列以及所用元件中的雜散電感和電容而引起的不對稱。
  2. 不同的閘極閾值電壓Vgs(th)或不同的RDS_ON值。

在實際評估並聯運作期間使用的不同元件對在RDS_ON中的偏差小於2%,在閾值電壓中的偏差小於1%。在硬切換和軟切換條件下,都可以看到一定數量的不均等電流共享,但仍然可以接受且不會造成元件損壞。但是可能會出現一些令人關心的問題,例如:

  1. 當兩個具有極限閾值電壓的GaN HEMT並聯時,電流不平衡將有多大?
  2. 當兩個具有極高RDS_ON值的GaN HEMT並聯時,在導通和關斷期間電流不平衡將有多大?
  3. PCB佈局的寄生效應如何影響並聯運作?

為了解決這些問題,有必要對數千個樣本進行篩選,以找到具有極端參數值的元件。由於這項工作非常繁瑣,因此為了調查潛在問題,在SIMetrix中進行了不同的模擬。表1為分析創建的英飛凌CoolGaN  IGOT60R070D1的SIMetrix模型:

 

:模擬中使用的極限參數或邊緣元件模型。

 

為了讓GaN HEMT能可靠的並聯運作,在驅動迴路中加入非常高的共模組抗(在數百歐姆的範圍內),但是其直流阻抗(DCR)值非常低,避免造成不平衡的迴路阻抗,以確保適當的閘極驅動。閘極驅動迴路僅僅看到很小的漏電感,但是開爾文源極連接之間的共享電流路徑看到了兩個共模電感的全差分(共模)電感。

此模擬分析中為了瞭解使用極限參數值元件的影響以及在閘極和開爾文源極迴路中使用共模電感的好處,以下分別對兩種不同的半橋配置電路進行了模擬分析。

 

圖1:在閘極和開爾文源極迴路中沒有共模電感器的半橋並聯電路。

 

圖1中的電路顯示了帶有寄生電路元件的並聯GaN HEMT。參考電壓為400 V的「+」。PCB佈局中的寄生元件(如走線電感和層間電容)引起的不對稱性,透過改變電路中L4和C6的參數來做研究。另外透過使用頂部元件的極端元件模型,來研究由於元件閘極閾值電壓和元件RDS_ON值引起的不對稱性。

使用此無共模電感的驅動電路,在下列不對稱的條件下會有震盪的情形發生:

  • 頂部的GaN HEMT的寄生效應導致的不對稱。C6 >160 pF時會發生持續的高頻振盪。
  • C6 = 0和底部GaN HEMT元件的極端閘極閾值引起的不對稱。M1 + M2或M2 + M1的頂部GaN HEMT元件,會產生持續的高頻振盪。
  • C6 = 0且底部GaN HEMT為極端RDS_ON值引起的不對稱。M3 + M4或M4 + M3的頂部GaN HEMT,沒有產生持續的振盪,僅觀察到成比例的靜態電流不平衡。

 

2:在閘極和開爾文源極迴路中有共模電感器的半橋並聯電路。

 

為了解決振盪問題,在每個GaN電晶體的閘極導入共模電感,如圖2所示。選擇500nH初級電感的「理想變壓器包含在100MHz為360Ω的SIMetrix模型來進行模擬,其為雙線結構以提供最大共模阻抗。

使用圖2所示的電路,可以在以下不對稱條件下降低持續的高頻振盪:

  • 由於M3 GaN HEMT的寄生效應而導致的不對稱。經過測試,將C6 = 1000 pF,無高頻振盪。
  • 由於C6 = 0和M3底部元件的極端閘極閾值引起的不對稱。M1 + M2或M2 + M1頂部元件,無高頻振盪。
  • 由於C6 = 0和M3底部元件的極端RDS_ON值而引起的不對稱。M3 + M4或M4 + M3頂部元件,無高頻振盪。
  • C6 = 1000 pF,M3底部元件的雙重不對稱。M1 + M2或M2 + M1頂部元件,無高頻振盪。
  • 由於C6 = 1000 pF且M3底部元件的極端RDS_ON值導致雙重不對稱。M3 + M4或M4 + M3頂部元件,無高頻震盪。
  • C6 = 1000 pF和M3底部元件的三重不對稱。M1 + M5或M5 + M1頂部元件,無高頻振盪。

 

 

圖3:不帶共模電感電路的輸出在總電流為40 A時發生高頻振盪。

 

圖4:具有共模電感器電路的輸出顯示正常的阻尼振盪。

 

根據圖3和圖4所示的波形,可以認識到在閘極-源極迴路中使用共模電感的重要性。底下的解釋分析都是基於圖2電路。在圖2中,黃色標註顯示的元件代表PCB的寄生元件,藍色標註顯示的元件是分析中不同信號的測量探針。下圖所示為基於這些探棒的波形。

 

 

 

圖5:GaN HEMT對稱情況下的波形;

(a)在20 + 20 A時導通,(b)在30 + 30 A時關斷。

 

圖5所示波形是透過模擬取得,其中所有GaN HEMT均基於M3模型,C6 = 0和L4 = 0表示完全對稱。正如預期的那樣,閘極電壓和並聯電壓完全匹配。VDS上的振鈴和分流電壓是由於大的汲極迴路電感而導致的,在現實應用中需要將其迴路電感最小化。

 

6由於PCB上的寄生元件引起的不對稱性下的波形;

(a)20 + 20 A時導通,(b)30 + 30 A時關斷。

 

圖6中所示波形是透過模擬取得,其中所有GaN HEMT均為M3模型,C6 = 1000 pF,L4 = 10 nH表示寄生元件參數的極端情況。由波形上沒有觀察到持續的振盪,但是閘極和並聯電壓波形彼此之間有很大的偏差。尤其是在20 + 20 A接通時,右側頂部(Vsh-RHS)分流器以全輸出電流啟動,而另一側左側頂部(Vsh-LHS)分流器沒有電流啟動。它們最終彼此接近,並在約500 ns後平均分配負載,直到導通的週期結束。

 

7:頂部GaN HEMTM1M2 時的波形,即閘極閾值電壓不對稱;

(a)20 + 20 A時導通,(b)30 + 30 A時關斷。

 

圖7所示波形來自M1+ M2模型用作頂部元件的模擬,C6 = 0 pF,L4 = 0nH表示閘極閾值電壓極端情況。而底部元件一直保持為M3 + M3,沒有觀察到持續的振盪,但是與極端寄生元件的情況相似,閘極和並聯電壓波形彼此偏離。

在20 + 20A導通時,由於左側頂部上所連接元件的閘極閾值電壓較低,左側頂部(Vsh-LHS)分流器佔用了大部分電流。並聯電壓最終彼此接近,並在約500ns後平均分配負載,直到導通週期結束。

 

8頂部GaN HEMTM3M4 時的波形,即RDS_ON值不對稱;

(a)20 + 20 A時導通,(b)30 + 30 A時關斷。

 

圖8的波形來自使用頂部元件的M3 + M4模型進行模擬,C6 = 0 pF,L4 = 0 nH,代表RDS_ON值的極端情況。在靜態均流中僅顯示出一些不平衡,左側的頂部元件由於其較低的RDS_ON而流過更多的電流,並且在導通時間內一直導通,沒有觀察到持續的振盪。

 

9:頂部GaN HEMTM1M5 時的波形,即閘極閾值電壓和R DS_ON值不對稱;

(a)20 + 20 A時導通,(b)30 + 30 A時關斷。

 

圖9所示的波形是M1 + M5模型用作頂部元件的模擬中獲得,C6 = 0 pF和L4 = 0 nH代表RDS_ON和閘極閾值電壓的極端情況。由於閘極閾值電壓的差異,在開始時觀察到分流電壓的一些動態不平衡,而由於RDS_ON的差異在末端觀察到一些靜態不平衡,但沒有觀察到持續的振盪。

 

10:頂部GaN HEMTM1M2 時的波形以及電路寄生效應;

(a)20 + 20 A時導通,(b)30 + 30 A時關斷。

 

圖10所示波形是使用M1 + M2模型作為頂部元件的模擬中獲得,C6 = 1000 pF且L4 = 10nH代表閘極門限和寄生電容和電感值的極端情況。左邊頂部電流需要大約1微秒的時間才能衰減,但這不是持續的情況。

 

圖11:頂部GaN HEMT為M3和M4 時的波形以及電路寄生效應;

(a)在20 + 20 A時導通,(b)在30 + 30 A時關斷。

 

圖11的波形來自M3 + M4模型作頂部元件模擬獲得,C6 = 1000 pF,L4 = 10 nH,代表RDS_ON 值和寄生電容和電感值的極端情況,沒有發現新問題。

 

圖12:頂部GaN HEMT為M1和M5 時的波形以及電路寄生效應;

(a)在20 + 20 A時導通,(b)在30 + 30 A時關斷。

 

來自圖12的波形是透過M1 + M5模型作為頂部元件模擬獲得,C6 = 1000 pF,L4 = 10 nH,代表RDS_ON值、閘極閾值電壓以及寄生電容和電感值的極端情況,沒有發現新問題。

結論

透過考量極端閘極閾值電壓、RDS_ON值和PCB寄生效應的模擬,可以分析並聯GaN應用中極端參數或邊緣元件情況的影響。當GaN HEMT並聯工作時,由於閘極閾值電壓或電路寄生效應的輕微不平衡,始終存在破壞性的高頻振盪的風險。RDS_ON引起的不對稱只是電流共享中靜態不平衡的原因。

在閘極-開爾文源極的電路迴路中使用共模電感,可以消除破壞性的持續振盪風險。但是對於可接受的動態電流共享,完美對稱的電路佈局和匹配的閘極閾值電壓至關重要。對於靜態電流共享,匹配的RDS_ON值會有所幫助。

所有良好的佈局實踐對於並聯運作的GaN HEMT也很重要,在並聯的GaN佈局,電源迴路和閘極驅動迴路也必須盡可能小。此外,它們必須盡可能對稱,開關節點的寄生電容必須保持盡可能低,才能排除可能造成並聯元件損壞的風險,進而提高產品的可靠度。

 

本文由英飛凌科技供稿

 

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