分析、模擬和實驗鋪設電源設計成功之路

作者 : Christophe Basso,安森美半導體技術人員

迴路控制是開關電源設計的一個重要部分。本文綜述了目前可供選擇的一些工具,讓您在開始生產之前能夠計算、模擬和測量您的原型,從而確保生產工作安全順利。

迴路控制(loop control)是開關電源設計的一個重要部份。然而,由於各種原因,在選定主要元件後,研究往往在專案結束時被拋到了腦後。透過簡單的試驗和錯誤分析,有時候可能覺得如果設計能夠在示波器上實現可接受的暫態反應,就表示已準備好用於生產,但這種想法非常不明智,而且可能導致高昂代價。

這是因為,轉換器中使用的大多數元件都會受到雜散元件的影響,而雜散元件的廣泛影響在原型製作階段是隱藏的。如果未在模擬和迴路測量的基礎上進行徹底分析,您就不會知道相位和增益餘裕是什麼樣的,以及它們有多可靠。這種設計鬆散的轉換器很可能在生產中或在現場上電後不久就會出現故障。為了避免出現這種情況,本文綜述目前可供選擇的一些工具,讓您在開始生產之前能夠計算、模擬和測量原型,從而確保生產工作安全順利。

簡介

在開關轉換器中,功率級的輸出由電壓變數控制。本文將這類電壓變數記為VerrVc,它們由負責將轉換器輸出維持在規定範圍內的補償模組提供。對於以固定開關頻率Fsw運行的轉換器,控制變數為佔空比D。但情況並非總是如此,有些轉換器由可變頻率(例如 LLC 等諧振轉換器)或者可變導通或關斷時間控制。本文主要討論以固定開關頻率運行的轉換器類型。

誤差電壓Verr可以直接控制佔空比,我們這裡討論的是電壓模式控制(VM)或直接佔空比控制。另一方面,在電流模式控制(CM)中,控制電壓Vc通過感應電阻按週期固定電感峰值電流,並間接設置工作佔空比。然而,當使用示波器顯示在VM或CM下運行的轉換器波形時,您無法判斷轉換器是在電流模式控制還是電壓模式控制下運行。這是因為這兩種結構的功率級非常相似,只有詳細闡述佔空比的方式發生了改變:降壓轉換器採用10V電源為負載提供5V電壓時,無論該系統在電壓模式控制還是在電流模式控制下運行,該轉換器在理論上都將具有50%佔空比。

作為電源設計人員,我們的目標是構建出穩定的轉換器,既能夠提供精確調節的電壓(或電流),而又不至於對工作條件(輸入源變化、環境溫度變化、不同負載條件等)過於敏感。除了這些實踐要求,設計人員還必須確保其轉換器在整個使用壽命期間都能保持穩定和正常運行。您還必須考慮到自然生產誤差或因老化而導致的元件性能下降。現在還不錯的餘裕在5年後會變得如何?如果我的買家朋友向我展示工廠選擇更實惠的新型電容,我對自己的選擇有多大信心?「如果輸出電容選擇B品牌而不是當前儲存的A品牌,您能確認新一批100萬件配接器正常工作嗎?」您能大膽地回答這個問題嗎?如果您做足了功課,並仔細研究了寄生電容對交越頻率和相位餘裕等的影響,那麼您確實可以。但是如果您沒有那樣做,而只是在實驗室內轉動補償器的RC旋鈕來觀察了階躍響應,那麼您可以擦擦額頭上的汗珠,未來幾天您肯定都要加班到很晚來糾正錯誤,避免出現災難性結果。

避免這種困境的方法之一就是按章辦事,並從功率級響應開始。這是唯一的起點:在考慮可能的控制策略之前,您需要先表徵所要控制的系統。您需要的是確定輸出變數對控制輸入的變化有何響應。換言之,您需要待建構降壓或升壓轉換器的控制到輸出傳遞函數:Vout會對Verr中的指定激勵做出怎樣的動態響應( 1)。也就是說,設備會做出什麼響應?

圖1:我們想要功率級動態響應。

一旦取得傳遞函數振幅/相位圖後,您就可以考慮補償策略(即在不同的頻率位置放置極點、零點和增益(或衰減))來滿足您的設計目標。這就是2中所示的示例。

建構補償器時,有幾種方法可循,如3所示。經典方法在文獻中存在大量描述,該方法採用運算放大器建構濾波器,因為補償器就是一個主動濾波器。然而,業界主要採用TL431,您可以在當今市場上銷售的絕大多數配接器中發現其痕跡。就簡單性或成本而言,它是其他方法無法超越的:只需幾美分就可以得到一個具有適度高開迴路增益(55dB)和2.5V 精確基準電壓的運算放大器,而且TLV版本的Vref低至1.24V。該元件提供多種不同的封裝,一些版本可以接受高達36V的電壓。然而,選擇該元件會帶來與快慢通道相關的其他問題。

圖2:透過補償器插入極點和零點並形成所需的頻率響應。

此外,還可以選擇使用轉導運算放大器(OTA)來達到補償目的。IC設計人員喜歡使用OTA,因為它們佔用的晶片區域要少於對應的運算放大器。然而,基於運算放大器的補償器提供了虛擬接地,但基於OTA的則沒有。此外,電阻分壓比也會影響極點/零點佈局。

圖3:設計補償器時有多種主動元件可供選擇。

OTA在功率因數校正(PFC)應用中較受歡迎,非常適合用於實現具有適度相位邊限提升的補償器。如果您打算將其用於需要實現高相位邊限提升的應用,則可能會達到Vout/Vref比例的上限。

相位邊限提升是為了滿足相位餘裕目標而需要補償器補償的額外相位量,通常為大於 45°的數字。透過 4,您會發現功率級在某些選定頻率f1f2下具有90°或145°的相位遲滯。如果使用具有270°固定遲滯的標準積分器來閉合迴路,則這兩個因素在f1頻率下的遲滯之和為-360°或0°:訊號在注入點同相返回,並且滿足持續振盪的條件。這並不是您想要的,除非您的目標就是建構一個振盪器。現在,如果您在f2頻率下強制交越,則相位餘裕為負數,也就是說閉迴路極點位於右半平面上:系統不穩定。您可以透過在f1f2頻率處實現相位邊限提升來解決這個問題。透過將極點和零點放在補償器中,您就可以調整其相位響應,使其不再固定為-270°,而是更低的值。當與設備響應相結合時,總參數或相位現在將小於 -360°,從而獲得實現穩定所需的相位餘裕

圖4:設備相位與補償器相位相加應使得總相位遲滯低於-360°。

我們可以確定三種類型的補償器,稱為類型1、2和3,如 5 中所示。第 1 種類型包含原點極點:它是以下傳遞函數所表示的積分器:

無相位邊限提升,並且相位為反相運算放大器結構的相位(-180°)加上原點極點的相位(-90°),因此最終參數為-270°或90°。

第 2 種類型常見於所需相位邊限提升低於90°的電流模式控制設計。它包含原點極點以及一個極點和一個零點。理論上,原點極點(s = 0)可以消除靜態誤差(目標直流電源與迴路閉合時的直流電源之間的偏差)。這種極點存在於絕大多數的補償器中,但也有些技術(如所謂的輸出電阻成形)會故意忽略這種極點並接受一點小偏差。

圖5:可實現補償策略的三種配置。

在第2種類型中,零點位於極點之前,會使相位隨著頻率升高而增加。極點在稍後出現,然後相位邊限提升返回至零點。透過擴散零點和極點,您可以根據需要調整相位邊限提升,最高可達90°。請注意,如果將極點和零點重合,補償器又會變成第1種類型,相位邊限提升為 0°。

該結構中描述的傳遞函數如下所示:

您可以看到,分子中存在反向零點,因此可透過具有增益維度的G0進行因式分解。

最後,第3種類型的補償器在第2種類型的基礎上增加了另一對極點-零點,並且可將相位提升至最高180°。這可以透過下述運算式進行描述:

如果我們現在對G(s)使用第3種類型的電路,而不是 4示例中的單純積分器,並將相位提升125°,那麼目前的總迴路相位會偏離0°或-360°,並且我們會具有70°的餘裕( 6)。

根據功率級遲滯和所需的相位餘裕jm,我們可以推導出一個與所需相位邊限提升量相關的公式。我們都知道,反相運算放大器和原點上的極點會導致270°遲滯,再加上以選定交越頻率fc表徵的功率級相位。這些數字相加,結果應該就與-360°限值相差相位裕量。因此,我們可以這樣寫:

透過求解提升值,我們可以得到:

根據這個數字,我們可以推斷出要使用的補償器類型:

  1. 無需提升:第1種類型。適用於不連續傳導模式轉換器,並且從某種程度上說,也適用於PFC級。
  2. 最高90°:第 2 種類型。常用於電流模式控制轉換器(例如,返馳式和PFC級)。
  3. 超過90°但低於180°:第3種類型。通常用於在連續傳導模式(CCM)下運行的電壓模式控制轉換器。

圖6:相位餘裕目前為 70°,因此考慮使用第 3 種類型的補償器。

獲取功率級動態響應

如上所述,對指定開關轉換器進行補償研究的關鍵是功率級波特圖。有幾種方式可以獲得波特圖,其一是採用SPICE模擬中的一個平均模型。

平均模型有許多種版本,最常用的為Vatché Vorpérian博士於1986年提出並於1990年發表的3端PWM開關。原著介紹了電壓模式控制,但後來的版本也介紹了電流模式控制,且只涵蓋CCM。在電流模式下運行的典型降壓轉換器可按照圖7所示進行建模。PWM開關採用所謂的共模被動配置進行連接,其中端子p已接地。XPWM模組用於為脈寬調變器建模,脈寬調變器負責將源V2設置的誤差電壓轉換為佔空比。這種自然採樣調變模組的增益就是偏置比較器的鋸齒峰值Vp 的倒數:我們假設鋸齒峰值振幅為2V,那麼衰減為0.5,對應增益為-6dB。7:PWM開關非常適合平均模擬型開關轉換器,如本例中的降壓轉換器。

開始模擬後,即可顯示工作點,並驗證其是否正確。這是檢查轉換器工作是否正常以及提供的結果是否可信的重要步驟。在此,模型如預期地向5Ω負載提供5V電源,結果繪製如圖8:

圖8:二階響應在1kHz 處達到峰值。

振幅響應峰值表明品質因數Q較高。該變數代表了電路損耗,並取決於整體效率。如果您建構降壓轉換器,並繪製其響應,其衰減可能會比 8中的更大。這是因為MOSFETrDS(on)、電容和電感上的各種歐姆損耗以及續流二極體恢復損耗都會造成電路損耗,並影響Q

如果現在將負載增加至100Ω,模型會自動轉換至DCM,並提供一個在佔空比設置為31%時提供相同5V輸出條件下獲得的新圖。更新後的響應如 9所示,可以確認峰值增益消失。不像狀態空間平均法(SSA)等其他方法,在DCM下運行的降壓轉換器仍為二階系統,但易受低品質因數Q的影響。當看到一階模型中的相位會在高頻條件下降至零點,並繼續下降直至達到-180°時,這一點會非常明顯。因此,響應由低頻極點和高頻極點組成,同時輸出電容與其等效串聯電阻(ESR)在傳遞函數中為零。

圖9:在DCM下運行時,VM 降壓轉換器仍為二階系統。

SPICE模擬提供了一種可行方案,讓您可以繪製想要穩定轉換器的控制到輸出傳遞函數。然而,如果如實地對寄生元件(例如電感和電容ESR)的影響進行建模,則無法得知這些雜散元件會影響傳遞函數中的哪些項。理解給定元件在動態響應中的作用極其重要,因為您應該透過適當的補償策略來消除其不利影響。除了需要大量計算時間的蒙特卡羅分析法或靈敏度分析法,最佳方法就是利用小訊號模型確定傳遞函數。此類模型如 10中所示。

圖10:小訊號模型中的CM降壓轉換器為三階模型。

這次我們選擇使用在電流模式控制(CM)下運行的降壓轉換器。我們可以使用非常適用於此類分析的CM PWM開關進行該研究。該模型預測會由於電流迴路增益不穩定而出現次諧波振盪。透過增加一些斜率補償,可以有效地降低電流迴路增益,使轉換器實現穩定。

透過計算具有獨立狀態變數的儲能元件數量,就可以得出該轉換器的階數:即三階電路,而我們想要控制到輸出傳遞函數,其中Vc為激勵電壓,Vout為響應電壓。有多種方法可以確定VcVout之間關係的運算式,但並沒有一種方法能夠超越電路快速分析技術(FACT)。相較於經典的節點/網格分析法,它們不僅是最快速的方法,而且還能產生所謂的低熵效果。分析完成後,分子和分母就自然而然地以正規化形式出現。由此得到的結果有助於我們對傳遞函數有一個直觀的瞭解:極點和零點在什麼位置,及哪些參數對它們有影響。此外,透過瞭解影響零點或極點定義的參數,就能有效地因應生產過程中的自然差異。

Raymond Ridley博士在其論文中推導出CM降壓轉換器(包含位於Fsw/2處的次諧波極點)的控制到輸出傳遞函數。具體如下所示:

其中:

在這些運算式中,mc 項與特意注入調變器以降低電流迴路增益的外部斜率相關。Mc 定義如下:

Se 表示外部斜率,以[V]/[s]為單位,而Sn表示通過感應電阻Ri調整的電感導通時間斜率,也以 [V]/[s]為單位。對於降壓轉換器,電感上升斜率可通過以下公式確定:

mc = 50%時,結果表明CM降壓轉換器的音訊敏感度理論上為零。

透過(7),可以繪製出功率級動態響應圖,並確定在何處選擇交越頻率。 11表示在達到開關頻率的一半時可以清楚地看到峰值響應。

圖11:增益在直流條件下趨於平坦,然後以-1斜率下降,直至在Fsw/2處達到峰值。

我們瞭解到,平均模擬和根據方程式得出的結果如何實現所需要的功率級響應。第3種選擇包括使用能夠透過開關電路中傳遞小訊號響應的模擬器。此類程式稱為分段線性(PWL)模擬器。SPICE本質上是一個線性求解器,任何非線性特性都必須在合適的操作點附近進行線性化。我們可以透過減少模擬步長直至實現趨同的方式來找到這個特定點。在模擬過程中,必須透過逐點線性逼近方法取代二極體等非線性元件。該過程不僅會使電腦負載過重,而且還會在時間步長縮減演算法達到下限時出現趨同誤差。SIMPLIS等模擬器採用PWL引擎,可以從開關電路中提取交流響應。 12顯示二極體的典型建模方式。

 圖 12:SIMPLIS採用由線性部份描述的理想元件。

您可以看到這些線性部份是如何描述正向壓降增加與二極體電流之間的關係。它們可以有效地替代描述二極體電流的Shockley指數方程式。無論二極體的操作點在何處,其特性都是線性的,只有斜率發生變化。這樣就無需使用額外的線性化演算法,因為電路一直都是線性電路。因此,交流調變可以作為開關電路的激勵,從而獲得小訊號響應。典型的LLC轉換器如 13中所示。在NCP13992提出的新型電流模式控制方法中,高壓側和低壓側MOSFET以50%的精確佔空比運行。高壓側電晶體導通並保持此狀態,直至電感峰值電流達到回饋迴路要求的目標值。當高壓側電晶體關斷時,低壓側電晶體在精確複製之前ton時間的關斷期間啟動,以確保精準的50%佔空比。所提出的電路是該複雜控制電路部份的簡化版,但它允許使用SIMPLIS展示版本本Elements模擬整個電路。

圖13:SIMPLIS採用由線性部份描述的理想元件。

幾十秒鐘後,模擬器不僅會提供每個週期的波形(您可以檢查rms、平均值或峰值等),而且還會提供控制到輸出傳遞函數。這兩個結果如 14 15 中所示

圖14:逐週期模擬確認正確的操作點,即24V輸出。

圖15:週期操作點(POP)計算完成後立即獲得控制到輸出傳遞函數。

這很有趣,因為您無需使用平均模型,而且可以探索二階或三階效應(如rDS(on)的變化),並立即看到其對傳遞函數的影響。LLC轉換器存在基於方程式的模型,但鑒於其複雜性和涉及的大量數學運算,我認為此類模型使用起來比較困難。在短時間內獲得混有瞬態和小訊號結果的模擬資料的確是一種有趣的方法。

I.  選擇交越頻率和相位餘裕

現在,我們已經有了功率級傳遞函數,接下來是選擇和應用補償策略,這一步至關重要。第一個問題是,如何選擇交越頻率fc和相位餘裕?文獻中提供了大量建議,範圍為開關頻率Fsw的1/5到1/10。如果轉換器的交越上限明顯為Fsw/2,那麼採用的拓撲結構還會提出其他限制要求。下面我們開始吧:

  1. 降壓推導出的拓撲結構:LC網路會施加一個諧振頻率f0。如果觀察電壓模式控制下的功率級控制到輸出傳遞函數,就會發現增益在f0時達到峰值。所以,在該頻率下,迴路必須具有一些增益,這樣才能對振盪進行校正。因此,最好選擇至少3-5倍於諧振頻率的fc。在電流模式控制下,情況比較簡單,因為低頻部份的響應為一階響應。然而,由於存在無衰減次諧波極點,增益可能在Fsw/2處達到峰值。然後,需要進行斜率補償來抑制這些極點,使轉換器增益穩定下來。

圖 16:您不能隨意選擇交越頻率,因為它取決於所採用的拓撲結構。

  1. 降壓/升壓推導出的拓撲結構:在這些結構中,能量分兩步進行傳輸。首先,在導通期間將能量儲存在電感中,然後在關斷期間將其釋放給負載。在突然需要輸出功率的情況下,轉換器無法立即響應,因為電感需要更多的週期才能提高能量儲存。這種固有的響應延遲在控制到輸出傳遞函數中具體表現為右半平面零點(RHPZ)。RHPZ可增加幅值(像其他零點一樣),但會造成相位遲滯。它與相位超前的左半平面零點相反。當傳遞函數中具有RHPZ時,隨著您接近該零點位置時,功率級相位會進一步降低。因此,建議在RHPZ出現之前進行交越。比較好的做法就是將fc上限選擇為RHPZ最低位置的20-30% (透過最大電流和最小輸入電壓獲得)。這適用於VM和CM控制方法,因為這兩種方法中的RHPZ位置相同。在VM中,您必須遵守降壓規則,即選擇的fc大於f0 3-5倍,但這次f0的移動與佔空比相關,這使得最終選擇變得複雜。
  2. 升壓拓撲結構:其特性與上述降壓/升壓推導出的拓撲結構幾乎相同。電壓模式控制中存在RHPZ和諧振。電流模式控制的靈活性要比VM稍大一些,因為您無需在f0處達到峰值,但無論如何,RHPZ都會限制fc的上限。如果您想要利用升壓或降壓/升壓轉換器實現頻寬,最好降低電感值,這樣轉換器就能夠更迅速地響應突發的輸出功率需求。16中概述了上述所有建議。請注意,在拓撲結構允許時將交越頻率推得過高並不是一個明智的決定。這是因為使用寬頻寬就如同打開一個漏斗:轉換器的確會變快,但對外部擾動和雜訊也變得更加敏感:調整fc以符合特定的瞬態規格,且不要讓其超過這個值。

開迴路相位餘裕選擇取決於所需的瞬態響應類型。如果您想要快速響應,並接受一點過衝,則相位餘裕在50°左右就夠了。如果您想要更加保守一點,並在不出現過衝的情況下接受更慢的響應(或恢復),那麼70-80°會是一個比較好的相位餘裕。您可以透過 17中所示的曲線圖,找出迴路相位餘裕jm迴路品質因數Qc之間的關聯。這是一種理論方法,描述了具有原點極點和高頻極點(無零點)的二階系統在閉迴路條件下運行時有何表現。

有一點我們必須清楚,相位餘裕選擇不僅取決於應用,而且還取決於可接受的限值。例如,如果轉換器將經歷較大的溫度變化(例如環境溫度範圍為-40至80℃),則最好選擇高餘裕(80-90°或更高),並觀察在最壞的情況下會降至多低。過低的相位餘裕和響應可能會導致出現令人無法接受的跳閘保護。就我看來,40° 就一個適當的絕對最低值。

圖17:開迴路相位餘裕決定了迴路閉合後轉換器將有何響應。

如果電源在環境溫度從不超過35℃和低於0℃ (大多數消費產品)的室溫條件下運行,則不那麼激進的目標可能更容易實現。設計確定後,您必須進行大量實驗(例如蒙特卡洛分析或最壞情況分析),並確保在窘境模擬中相位餘裕絕不會降至40°以下。正如文獻中強調的那樣,相位餘裕大不僅會延長恢復時間,還會降低低頻增益,從而阻礙轉換器抑制低頻擾動(交流/直流開關的120Hz紋波)。下圖顯示了恒定交越頻率下兩種不同相位餘裕的典型瞬態響應( 18)。

圖18 :相位餘裕過大會影響恢復時間(fc 為常數)。

增益餘裕取決於您系統在運行期間經歷的開環增益變化。根據誤差放大器開環增益變化(製造製程、溫度等),如果存在輸入前饋或不存在輸入前饋等,迴路增益幅度會上下移動,從而影響交越頻率。通常,15-20dB 的增益餘裕被視為保守值,可確保設計堅固耐用。

II.  設計示例:穩定交流/直流反激

我選擇了一個交流/直流配接器專案來說明如何應用上述線路。我們想要穩定的轉換器透過19.5V輸出提供2.8A電源,其原理圖如 19 所示。

圖19:這個交流/直流轉換器提供2.8A電源,並採用TL431作為回饋迴路。

它由整流電源透過二極體電橋和大容量電容供電。考慮到採用正弦波輸入,饋送返馳轉換器的整流直流電壓預計為 20中的正弦波。您可以看到,最低輸入線路(90V)的電壓峰值約為120V,但谷值降至52V。轉換器必須在這個最低輸入條件下提供全功率,否則超載保護可能會跳閘,或輸出中可能會出現令人無法接受的紋波。

圖20:該交流/直流轉換器由受大電壓紋波影響的交流輸入供電。

首先,我們需要最低輸入電平時的控制到輸出傳遞函數。我們可以使用 21中描述的SIMPLIS來獲得該函數。在沒有任何斜率補償的情況下,考慮在52V輸入條件下需要進行大量CCM操作,我們預計在頻率為開關頻率的一半時達到響應峰值。由於SIMPLIS需要在啟動交流分析之前找到週期操作點(POP),我不得不增加一些斜坡補償,以使其實現適當趨同。這個額外的斜坡可由低阻抗驅動引腳利用RC網路生成。如果該網路的時間常數大於開關週期,則所獲得的斜坡線性非常好,非常適合用於補償目的。 22 顯示了按週期的結果和交流結果。

圖21:SIMPLIS將確認操作點,並提供所需要的功率級小訊號響應。

計算顯示雙極點的Q因數為負數,這表明位置在右半平面:開關模式非常不穩定也就不足為奇了。要選擇交越頻率,我們需要知道右半平面零點的位置。如果使用如此低的輸入電壓,就無法獲得太多頻寬:

其中N為變壓器匝數比1:N中的 N,D為工作佔空比,Lp為變壓器初級電感,Rload為負載電阻。

圖22:模擬確認不穩定性與大量CCM操作相關聯。

如果我們自己將其限制為該數字的30%,則500Hz fc似乎比較合理。為獲得更好的值,您可以選擇增加大容量電容,並將谷值電壓提升至70V,或降低初級電感 Lp。您可以將 RHPZ 推至更高的位置,但考慮到紋波變大,傳導損耗也會隨之增加。根據從功率級波特圖中 500 Hz 處提取的資料顯示,衰減為 4.4 dB,相位遲滯為 86°。我們可以確定,要實現 70° 的相位餘裕,所需的相位邊限提升(用於修正相位遲滯,並實現一些相位餘裕)如下:

k因數非常適合用於穩定電流模式電源,並且我們可以確定將第2種類型補償器的極點和零點置於何處。首先,確定k值:

因此,零點將位於:

而極點將位於:

針對500Hz頻率下的4.4dB衰減,我們要補償的增益取決於LED串聯電阻和光耦合器電流傳輸比 (CTR):

鑒於所獲得的值,我們可以得出電阻為3.6kΩ。您必須確認該電阻是否與在最壞情況下將控制器回饋接腳拉低所需的偏置條件相容。最後,透過調整光耦合器上的電容,確定高頻極點fp的位置。請注意,我們必須正確表徵這個光耦合器,以瞭解其低頻極點的位置。選定所有元件後,我們可以單獨測試基於TL431的補償器,如 23 中所示。

圖23:第 2 種類型的補償顯示了500Hz時的預期相位提升。

完成該步驟後,您可以使用 21中的SIMPLIS範本檢查各種輸入電壓條件下的交越頻率。如 24所示,在輸入電壓極值條件下獲得的相位餘裕非常不錯。在輸入電壓增至120V後,交越螢幕馬上就擴展至大約1kHz,而這有利於反應速度。

圖 24:在輸入電壓極值條件下,該補償策略可以實現非常可觀的相位餘裕。

實施補償後,就會執行輸出暫態荷載階躍,而您可以進行響應檢查,如 25中所示。欠壓在可控範圍內,並且恢復時不會出現過壓。下一步就是構建原型,並使用網路分析儀在測試台上驗證迴路響應。

圖25:瞬態響應顯示低壓和高壓條件下的輸出波形比較穩定。

該實測試驗至關重要,不能跳過。您可以透過該試驗知曉,在進行轉換器及其補償電路建模時做的假設是否得到實際電路板測量的證實。透過將試驗結果回饋給模型,您可以在電腦上進行最壞情況分析,並確信是否與實際情況相符。

III.  結論

本文詳細介紹了設計開關轉換器補償部分的各種方法。首先談到功率級控制到輸出傳遞函數,該函數可透過以下不同途徑獲得:使用平均模型模擬;推導小訊號方程式或使用分段線性引擎(如SIMPLIS)。

在使用的模擬範本與您設置的相位餘裕和增益餘裕相符後,必須將您的結果與通過測試i台上原型獲得的結果進行比較。然後,在經過驗證的模型上進行參數掃描分析、蒙特卡洛分析和最壞情況分析,以確保向市場推出品質合格且經久耐用的產品。

(本文同步刊登於《電子工程專輯》雜誌2020年11月號)

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