48V革命:超薄筆記型電腦需要GaN與數位控制技術

作者 : Alex Lidow、Michael de Rooij、Andreas Reiter

過去十年來,電腦、顯示器、智慧型手機和其它消費電子產品變得越來越輕薄,功能也越發強大。為了提供更輕薄的解決方案,同時在有限的空間內獲得更強大的性能,本文將探討各種非隔離型DC-DC降壓拓撲結構的相對優勢…

對於超薄筆記型電腦和高階遊戲系統等高密度運算應用來說,基於氮化鎵(GaN)的解決方案結合數位控制技術能夠提高整體效率、縮小尺寸,並降低系統成本。

過去十年來,電腦、顯示器、智慧型手機和其它消費電子產品變得越來越輕薄,功能也越發強大。如何提供更輕薄的解決方案,同時在有限的空間內獲得更強大的性能,這一需求正在不斷地成長中。

為了克服這項挑戰,本文將探討各種非隔離型DC-DC降壓拓撲結構的相對優勢,尋找適用於筆記型電腦或超薄顯示器的超薄型48V至20V電源解決方案。

為什麼採用GaN FET

 

 表1:EPC2218 eGaN FET和兩個基準MOSFET的基本參數比較。

 

表1比較一個100V eGaN FET與兩個同類最佳的MOSFET (這項比較對eGaN FET略有不利,因為我們比較的是80V MOSFET與100V EPC2218 eGaN FET)。由於eGaN FET的閘極電荷較低,因此開關損耗要低得多;可實現更短的停滯時間,因而損耗更低。此外,eGaN FET由於無反向恢復、輸出電荷較低,其體積比起具有類似導通電阻的矽元件也更小得多。

為什麼採用數位控制?

超薄轉換器設計採用了靈活的數位控制,這對開發複雜的控制方案尤其有用。透過補償控制器對電流和電壓迴路進行調節控制,再輔以各種電路保護功能,就可以輕鬆進行數位管理。而且,這些控制器可提供高時間解析度,實現GaN的最佳停滯時間管理,將其控制在10ns以內,遠低於矽基MOSFET及其控制器/驅動器的停滯時間。

數位控制還允許使用相容GaN的閘極驅動器,這種驅動器具有高驅動強度以實現快速開關,同時具有高側閘極電壓箝位功能,從而對閘極過壓提供保護。

而嵌入式微控制器(MCU)核心的作用遠不止僅僅執行反饋迴路。它完成的任務還包括:嵌入式和自優化的保護閾值;對所測電壓、電流和溫度的增強合理性檢查;控制訊號的驗證;自適應效率和頻寬最佳化演算法;以及不同控制模式之間的即時切換。這些都有助於提高終端產品的強韌性與性能。

現在,我們來研究實現更薄轉換器設計的兩種方法。首先是在DC-DC降壓轉換器設計中很常見的同步降壓拓撲結構,這種拓撲簡單、易於控制且成本低廉。

憑藉可自由編程的反饋迴路和極其靈活的週邊裝置,數位控制器可以支援所有標準的、以及很多先進的整流技術和控制模式。降壓轉換器可以在多種不同的固定和可變頻率模式下運作。每一種模式都有其特定的優點與缺點,其中一些需要特定的輔助電路或高傳真反饋訊號,這將會導致成本的增加。

 

圖1:Microchip數位訊號控制器適用的五種主要控制模式。

 

如圖1所示,數位控制可適應的五種主要控制模式如下:

  1. 電壓模式控制
  2. 平均電流模式控制
  3. 峰值電流模式控制
  4. 遲滯模式控制
  5. 自調整恒定導通時間控制

 

圖2:典型的平均電流模式控制系統功能方塊圖。

 

圖2給出了典型的平均電流模式控制系統方塊圖,它由級聯的外部電壓迴路和內部平均電流迴路組成。這種控制系統廣泛應用於輸出功率高於50W的高功率單相和多相轉換器。外部電壓迴路將最新電壓與內部參考值進行比較,並透過離散的補償濾波器處理偏差的逆變。濾波器輸出代表下一個電流控制週期的電流迴路參考。內部電流迴路將最新的電流反饋值與電壓迴路提供的新參考值進行比較,並在第二個補償濾波器中處理偏差的逆變。

然後,根據控制和換向模式,將第二個濾波結果寫入PWM訊號產生器暫存器,以調節佔空比、相移或頻率;或者,在遲滯、峰值或谷值切換換向的情況下,將其寫入其它週邊裝置 ,如數位類比轉換器(DAC),用以調整類比比較器的參考。

 

圖3:dsPIC33CK64MP102架構方塊圖,中間部份是用於實現高速即時控制迴路的架構。

 

該方塊圖顯示了高性能「安全就緒」(Safety-Ready)數位訊號控制器dsPIC33CK64MP102的系統架構,該控制器專為高速開關模式電源(SMPS)應用而設計,例如EPC9148和EPC9153電源轉換器參考設計。該元件的架構是一種改良的哈佛架構微控制器,包括帶整合數位訊號處理器(DSP)的RISC中央處理單元(CPU)、平行記憶體匯流排和互連的週邊模組。

圖3中間部份的架構用於實現高速即時控制迴路,它是非同步於CPU時脈和進程的週邊裝置之間的互連平衡元件,包括類比比較器和事件邏輯,以及在反饋訊號的資料處理中迴圈的同步功能,用於建立高響應性、非線性、智慧驗證條件響應。該元件本身具有增強型埠保護功能,同時支援高達150℃的環境溫度(175℃結溫),並且採用超小型4mm x 4mm封裝,滿足了典型高功率密度DC/DC轉換器設計的堅固與空間需求。

數位控制迴路應用示例

實現最高效率和功率密度是不斷提高終端產品性能的關鍵因素。產生可靠、可自由配置的高解析度開關訊號,使得GaN閘極驅動器的應用成為可能,並且透過次奈秒級精度調整停滯時間,從而最大程度地降低功耗。

在中間匯流排系統架構(IBA)配電網路中,諸如EPC9148或EPC9153等中間匯流排轉換器(IBC)一直是單點故障敏感元件。因此,其功能安全性和高耐用性成為至關重要的部份,它將直接影響終端產品的可靠性。許多基本功能模組(如反饋迴路、開關頻率、保護閾值、遠端控制介面等)如果具有可編程性,終端使用者可以輕鬆地將完全可配置的IBC模組整合到配電網路中,而無需太多設計。動態迴路調整尤其有助於因應和解決配電網路的穩定問題,可以使終端產品更加平衡且耐用。

對於EPC9153薄型電源模組,能夠連續運行的數位控制器之靈活性可以用來解決兩種應用中的關鍵挑戰:

提高輕載效率

在輕載和空載條件下,同步降壓轉換器的效率急劇下降,這在電腦基礎設施系統中是個很大的問題。在這些系統中,高性能負載經常在輕載和滿載條件之間切換,而且輕載週期不斷累積,佔據了大量的執行時間。數位控制器可以檢測非連續/連續導通模式(DCM/CCM)之間的轉換,並且可以將同步整流器開關調節為理想二極體,以便最大程度地降低損耗。然而,非同步作業導致回應時間減少,考慮到負載狀態將不斷要求輕載時的高速回應,這有點降低效率。

有一種方法可以避免上述問題,即在輕載的可變頻率遲滯模式和較高負載的固定頻率之間進行切換,因為這兩者有相似的響應時間。

在熱輸出待機模式下,轉換器需要在空載條件下提供穩定的輸出電壓,以支援下游負載從睡眠模式中立即恢復。由於可以在谷值和峰值電流上觸發硬體比較器以驅動開關單元,建立遲滯模式,因此僅需最小的控制迴路干預即可提供穩定的輸出電壓。在此期間,即使CPU核心也可以進入睡眠狀態,只有在獨立週邊裝置指示負載發生變化時才偶爾被喚醒。透過在有效的切換週期內即時重新配置PWM訊號產生器邏輯,可以實現遲滯模式和固定頻率模式之間的切換。這時,在遲滯模式下暫停的平均電流控制迴路在控制反饋迴路之前要進行預充電,以滿足即時的控制輸出需求,從而在控制模式之間實現無縫過渡。

功率超標升壓模式

在運算系統中,偶爾的峰值功率需求明顯高於負載的平均功率消耗,而且發生過功率事件的可能性很低且持續時間也短,不值得過度設計配電網路;因此在這類系統中,通常需要支援所謂的升壓模式,即輸出功率在有限的時間內超過標稱最大值。

如圖4所示,宜普電源轉換公司(EPC)提供的EPC9153展示板可以在有限的時間內支援2倍於其250W標稱輸出的功率。示例中的韌體定義了兩個持續時間閾值,一個在150%負載下,另一個在200%負載下。

這種建置方式僅用於評估目的。在實際應用中,超載限制必須是動態的,並適應特定的應用環境,其中熱管理是主要的限制參數。

 

圖4:基於eGaN FET的同步降壓轉換器EPC9153——採用Microchip dsPIC33CK控制器,以及兩個100V、3.2mΩ EPC2218 eGaN FET作為輸出電晶體。 

 

在該展示板中,額定電壓100V且最大導通電阻為3.2mΩ 的eGaN FET EPC2218作為功率級選擇;具有高驅動強度的uP1966A閘極驅動器用來驅動FET;高側閘極驅動採用EPC2038同步自舉電路,確保4.9V閘極電壓。另外,dsPIC33CK元件以全數位方式驅動和控制轉換器,以軟體方式實現並執行反饋迴路。

EPC9153中的最大元件高度僅為6.5mm。圖5顯示在48V輸入和56V輸入、20V輸出條件下的總系統效率。圖6顯示在400 LFM氣流下,系統穩態時的散熱性能。在25℃的環境溫度中,其最高溫度低於62℃。

 

圖5:在20V輸出時,EPC9153展示系統的峰值效率達到98.2%。

 

圖6:在56V至20V和12.5A輸出、400 LFM強制氣流下,同步降壓轉換器的穩態熱像圖。展示板的最高溫度低於62℃。

 

採用多階轉換器實現更輕薄方案

圖7所示為第二種拓撲結構,即多階(multi-level)轉換器,可以實現與同步降壓轉換器相同的電感電流紋波,同時具有更高的開關頻率和電感。因此它可以降低開關損耗並減小電感器尺寸。

 

圖7:三階轉換器EPC9148的原理圖,其輸入電壓為40至60V,輸出電壓為5~20V。

 

為了設計這種40-60V輸入、5-20V輸出的三階轉換器,可以採用GaN FET以進一步縮減轉換器尺寸並提高效率。Q1選擇100V、3.5mΩ (典型值)的EPC2053 eGaN FET,因為在啟動過程中,該元件需要在短時間內阻斷全部輸入電壓。Q2、Q3和Q4採用40V、3mΩ (典型值)的EPC2055 eGaN FET。圖8顯示了該三階轉換器的俯視圖和側視圖。

該轉換器採用2.4µH/3.5mm電感,以400kHz的頻率切換,該電感可產生800kHz的頻率並同時提供12.5A最大輸出電流。如圖9所示,在48V輸入和12V或20V輸出下的總系統效率達到近98%。圖10顯示在48V至19V輸入和12.5A輸出電流下的轉換器散熱性能。電路板的最高溫度低於65°C。

和標準降壓轉換器一樣,飛馳電容型多階轉換器控制方案需要實現輸出電壓調節和輸出電流保護功能。為了避免FET承受過大的壓力,這種控制器還需要在正常運行和啟動期間,將飛馳電容的電壓平衡保持在輸入電源電壓的一半。在啟動期間,透過現有的電壓感應電阻器網路,以及採用位於VIN和VCP之間並僅導通Q4的附加電阻器,飛馳電容被初始充電至輸入電壓的一半。

該設計的主控制迴路基於數位平均電流模式控制迴路。該迴路會計算降壓轉換器設計所需的佔空比,以滿足下一個開關週期的功率需求。由於飛馳電容的倍頻效應,一個開關週期可以定義為400kHz基本開關頻率。這樣,在一個完整的飛馳電容週期和兩個電感電流紋波週期期間,每個新的控制輸出將保持恒定。

CFLY電壓平衡演算法會連續計算PWM邊緣偏移,以補償由元件容差、溫度影響和負載電流引起的電容電壓不對稱。在PWM邏輯推出新的時序之前,這個附加控制模組的輸出將合併到主迴路的PWM控制輸出中。

在基於GaN的IBC應用中,嵌入式數位控制的所有基本優勢(如前文介紹EPC9153降壓轉換器時提到的),仍然適用於EPC9148多階轉換器。

在EPC9153中,數位控制可以極大地協助提高性能並使設計更高效、更耐用;而EPC9148的多階電路,本質上需要增強的複雜訊號產生功能和互連的迴路控制才能正常工作。

很明顯地,這裡有兩個關鍵點:(1)飛馳電容電壓平衡需要具有脈衝時間操控功能的雙半橋驅動器的精確定時;(2)飛馳電容電壓平衡需要獨立的控制演算法,從主控制迴路以及週邊實例中推導並提供參數。

值得注意的是,如果不緊密耦合到主控制迴路和週邊元件操作,飛馳電容電壓控制將可能成為嚴重的性能瓶頸。在800kHz的高紋波頻率下,PWM訊號產生、ADC觸發、主迴路輸出調變和平衡參數計算之間的過程協調需要高度確定性,並且抖動很小。

 

圖8:三階轉換器的俯視圖和側視圖。功率級中的Q1選擇了100V額定電最大導通電阻為3.8mΩ的eGaN FET EPC2053。Q2、 Q3和Q4選擇了40V額定電壓,最大導通電阻為3.5mΩ的EPC2055。包括控制器和電流採樣在內的所有元件均位於電路板頂部,最大高度僅為3.5mm。

 

圖9:48V輸入、12V和20V輸出時的總系統效率與輸出電流之間的關係。20V輸出時,效率達到近98%。

 

圖10:在48V至19V,12.5A輸出電流條件下,轉換器的熱像圖。在400 LFM強制氣流條件下,電路板上的最高溫度低於65°C。 

 

總結

儘管EPC9153降壓轉換器和EPC9148多階轉換器實現了大致相同的效率,但最終的系統尺寸卻有很大差異。圖11比較這兩種轉換器,可知多階轉換器具有明顯的尺寸優勢。eGaN FET和數位控制的組合優勢可以實現超薄解決方案,滿足超薄筆記型電腦和高階遊戲系統對於小尺寸、高功率的嚴苛要求。

 

圖11:EPC9153降壓轉換器和EPC9148多階轉換器的尺寸比較。兩種系統在250W功率和400LFM氣流下的效率均約為98%。

 

數位控制具有簡化複雜控制方案的靈活性,提供了實現最佳停滯時間管理的解析度,以及快速切換的高驅動強度和所需的保護特性。這些應用的48V輸入級要求80至100V額定電壓的元件。與矽MOSFET相比,eGaN FET具有卓越的性能、更小的尺寸和更低的成本。

因此,GaN結合數位控制可說是48V革命的理想方案!

本文作者:Alex Lidow、Michael de Rooij,EPC;Andreas Reiter,Microchip Corp.

(參考原文:The 48 V Revolution: Why GaN Plus Digital Control for Ultra-thin Laptops)

本文同步刊登於《電子工程專輯》雜誌2021年3月號

 

 

 

 

 

 

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