評估高速射頻轉換器前端架構

作者 : Rob Reeder,德州儀器(TI)高速轉換器應用經理、Planet Analog Signal Chain Basics部落格#174作者

在將換衡器(balun)、低雜訊放大器(LNA)和全差分放大器(FDA)等單端轉差分(S2D)放大器進行比較時,重要的是要回顧設計寬頻、高性能ADC介面時所涉及的指標。

在將換衡器(balun,全名為平衡-不平衡轉換器,亦稱為巴倫)、低雜訊放大器(LNA)和全差分放大器(FDA)與TRF1208等單端轉差分(S2D)放大器進行比較時,重要的是要回顧設計寬頻、高性能類比數位轉換器(ADC)介面時所涉及的指標。如果提前考慮,以下五個指標有助於讓設計專注在重點:

  • 輸入阻抗或電壓駐波比(VSWR):是一個無單位的參數,它顯示在有用頻寬內有多少功率被反射到負載中。網路輸入阻抗是負載的特定值,通常為50Ω;
  • 頻寬:系統中的起始和截止頻率,通常距某個參考點-3dB;
  • 通帶平坦度:通常定義為指定頻寬內可容忍的波動量或波紋量,如1.0dB或+5dB,這些可以或多或少地用斜率定義;
  • AC性能中,對於單音來說,訊噪比(SNR)和無寄生動態範圍(SFDR)很重要;而對於雙音而言,重要的卻是三次互調失真(IMD3);
  • 輸入驅動電平:該參數是頻寬、輸入阻抗和VSWR的函數。該電平確定轉換器滿量程輸入訊號所需的增益或幅度。它高度依賴前端元件——換衡器、放大器和抗混疊濾波器——並且可能是最難實現的參數之一。

需要明確的是,這些指標概括了整個前端介面設計,而不僅是ADC。事先考慮好這些指標,將有助於在主動或被動前端之間做出正確選擇。

實際上,只需對前端頻寬、輸入驅動和交流性能(SNR和SFDR)的各頻率進行掃描,即可快速評估整體前端設計的差異。觀察以下五種不同的前端設計,對這些指標進行比較權衡,如圖1所示。

 

圖1:分別基於一個換衡器、一個LNA、一個換衡器加FDA、一個單端FDA和TRF1208放大器的五種前端設計。

(來源:德州儀器)

 

接下來,圖2顯示了在頻率高達10GHz的頻段上,輸入頻寬和輸入驅動電平的權衡。對於每款設計,都考慮其前端頻寬(-3dB頻寬)和1.4GHz頻率上達到-6dBFS所需的輸入驅動電平。例如,查看TRF1208資料,只需-16dBm輸入訊號即可達到ADC滿量程值的-6dBFS,然而,使用寬頻換衡器時卻大約需要+1dBm才能達到相同的水準。兩者之間,訊號強度相差17dBm。換衡器和寬頻介面網路會產生損耗,因此會提高整個訊號鏈的雜訊係數。位於下方的跡線顯示換衡器會產生損耗,而LNA和FDA前端設計也是如此,其中包括用於S2D訊號轉換的換衡器。

 

圖2:五種前端設計各自的頻率回應。

(來源:德州儀器)

 

圖2顯示出從大約DC到8GHz的通帶平坦度。儘管所有前端設計都可以達到8GHz,但每個設計都有需要應對的不同的峰值和谷值。平心而論,可以根據輸入網路值的變化,以及設計的最終要求來微調這些峰值和谷值。

換衡器本身有損耗,因此寬頻換衡器介面需要更高的訊號驅動電平,為了在ADC輸出上實現-6dBFS,換衡器初級端的訊號電平需高達+1dBm。由於所有其他比較物件都使用了主動放大器元件(所有這些元件都具有各種固有增益),因此所需的輸入驅動電平將大大降低:從-5dBm~-16dBm。可以進行進一步的分析和前端設計,來「平衡」增益和輸入網路損耗。與此同時,在深入瞭解交流性能之前,這些資訊確實讓設計師對預期結果提前有所瞭解。

SNR和SFDR

在相同頻寬上進行頻率掃描可捕獲SNR、SFDR和IMD3性能。這些是典型的標準測試,用於在設計高速轉換器時進行比較權衡,圖3顯示了各種架構之間的SNR權衡。

 

圖3:五種前端設計的SNR值。

(來源:德州儀器)

 

將紫色曲線視為基準性能,可以看到寬頻換衡器介面在轉換器的整個頻寬內的SNR性能最佳。代表LNA方式的綠色曲線排在第二位元,雖然這些類型的主動元件通常具有非常低的雜訊係數,還是增加了大約1dB~2dB的雜訊。FDA排在第三,因為它的寬頻雜訊比LNA高,卻比TRF1208低。在單端輸入架構中使用FDA時,共模雜訊消除是一個小問題,因為在輸入端其既有設計期望的是全差分訊號,使用這種類型的架構會對SNR稍微帶來一些影響。

TRF1208排在最後,其輸出雜訊最大,因為它具有比FDA更高的增益。請記住,較高的主動增益將會放大元件自身產生的雜訊。例如,當類比輸入訊號為2GHz時,TRF1208的增益為16dB,在-166.7dBm/Hz時的雜訊係數等於8dB,導致輸出雜訊為-150.7dBm/Hz。而FDA的增益等於10dB (S2D),-163.3dBm/Hz時的雜訊係數等於11dB,導致的輸出雜訊為-153.3dBm/Hz。

所有設計所配置的頻寬都會盡可能寬,如圖2所示。在任何主動設計中,透過在放大器輸出和ADC輸入之間使用抗混疊濾波器來降低頻寬,將有助於降低有用頻段之外的寬頻雜訊。它還有助於降低轉換器接收的雜訊,從而將SNR推回到基準性能,如圖1所示(WB Balun+5200RF ADC)。

圖4顯示了各種前端配置在10GHz頻率範圍內作線性掃描得到的SFDR動態範圍。SFDR是一種單音測量,可以很好地觀察有用頻段內的任何諧波(二次、三次、四次諧波)。

 

圖4:五種前端設計的SFDR值。

(來源:德州儀器)

 

再次查看作為基準性能的紫色曲線,可以發現寬頻換衡器介面將在轉換器的整個頻寬內實現的SFDR最佳。代表LNA的綠色曲線顯示性能最差,尤其是在高達5GHz以下的較低頻段,這是因為LNA的單端特性所致,因為二次諧波失真(HD2)將始終是主要諧波分量,HD2最終會落到ADC頻寬之外。

當前端使用差分時,在0.5~3.5GHz範圍內,FDA中的主要諧波分量為三次諧波。使用單端方法時,在0.5~5GHz範圍內,主要分量則明顯為二次諧波。圖中發現,TRF1208的FDA性能一直與被動基準前端一致,這說明了為什麼在寬頻前端需要主動元件時,該放大器是首選的原因。

雙音測量

另一種常見的轉換器測試指標是雙音測量,不過會導致IMD3或三次互調失真增加,並快速模擬實際應用系統中的訊號。簡而言之,雙音測量有效評估同時注入前端介面的兩個訊號。通常將這兩個訊號相互偏移10MHz,並被放大到相同的電平,或者均為-7dBFS。圖5所示為IMD3 + (2 × F1 + F2或2 × F2 + F1)分量。為便於說明性能差異,圖中不包括IMD3 – ( 2 × F1 – F2或2 × F2 – F1)分量。

 

圖5:五種前端設計中的IMD3+。

(來源:德州儀器)

 

紫色曲線再次作為基準性能,可以看到寬頻換衡器介面將在轉換器的整個頻寬內產生的IMD3性能最佳。代表LNA的綠色曲線顯示出性能相對於寬頻換衡器介面的下降;相對於基準,代表FDA介面的藍色和黑色曲線的性能也有所下降,最高可達5GHz。在整個頻率掃描範圍內,TRF1208與被動基準前端保持一致,同樣這也說明在寬頻前端需求方面,為什麼說該放大器是首選的原因。

 

此外,FDA評估需要用兩個電源,其中一個為負電源;為了保持低雜訊,功耗僅為1.8W。這是一種經典設計方法,一方面降低雜訊,同時增加了放大器的動態範圍,以便使設計能夠提供更高功率。其中,LNA功耗最小,僅0.275W,採用5V單電源;TRF1208亦採用5V單電源供電,而功耗為0.675W。

本文對如何克服ADC類比前端介面設計的缺陷提供快速入門指南,並提供一些有用且熟悉的設計比較,並介紹新型TRF1208差分放大器。對於任何新的寬頻前端設計,建議提前仔細評估各項指標,並作出權衡。要注意相位平衡,因為失衡時,如果有用頻率中含有二次諧波,可能會造成嚴重影響。換衡器和放大器設計性能各具優缺點,重要的是要會權衡取捨,並做出明智的選擇。

(參考原文:Evaluating high-speed RF converter front-end architectures,by Rob Reeder)

本文同步刊登於《電子工程專輯》雜誌2022年8月號

 

 

 

 

加入我們官方帳號LINE@,最新消息一手掌握!

發表評論