高中頻採樣使寬頻SDR隨手可及

2023-05-11
作者 Benjamin Annino,ADI應用總監

本文將介紹推動實現寬頻軟體定義無線電(SDR)時代的一些技術進步,此種無線電技術可望改變電子戰和多波段雷達架構。

多波段雷達和電子戰(EW)應用對寬頻、高動態範圍、靈活的頻譜監測提出了更高的要求。隨著資料轉換器的採樣速率不斷提高,需要對射頻(RF)前端架構進行更改,以縮小尺寸、重量、功率和成本(SWaP-C),同時性能保持不變,並向軟體可編程的通用硬體發展。本文將介紹推動實現寬頻軟體定義無線電(SDR)時代的一些技術進步,此種無線電技術可望改變電子戰和多波段雷達架構。

本文隨後將透過一系列頻率規劃圖,展示在先進的資料轉換器技術的推動下,不斷提升之寬頻頻譜掃描方法的進展情況。本文以一個500MHz~18+GHz的電子戰數位接收器為示例,對於給定方法,為何頻率規劃不可或缺,以及是哪些因素允許在保持動態範圍的同時,持續改善SWaP-C和彈性。在改善方案的過程中,可發現接收器射頻鏡像變得更容易處理,這帶來了軟體定義的彈性。透過可調諧預選來消除多頻聲IMD2的需求不會隨著方法改變而改變,即使直接採樣技術得到越來越廣泛的應用,其仍然是未來的關鍵需求。

過去的頻譜感測

不久之前,先進的數位接收器採用像AD9467的數位資料轉換器,覆蓋高達幾百MHz暫態頻寬(iBW),並且保持高動態範圍。其採樣速率遠低於1GSPS,頻寬以DC (零中頻,也稱為ZIF)或中頻偏移(射頻直接採樣)為中心。ZIF需要使用IQ調變器和解調器,以及正交糾錯(QEC)來實現鏡像抑制。雷達和電子戰應用通常需要寬iBW和高水準的鏡像抑制。當iBW超過幾百MHz時,很難採用QEC來實現可接受的鏡像抑制,而在如今的電子戰和雷達標準中,幾百MHz只是一項保守的iBW要求。這就是高性能、高頻寬的多波段雷達和電子戰為何更傾向在第一和第二奈奎斯特(Nyquist)區對寬iBW進行射頻直接採樣的原因所在。

為了覆蓋奈奎斯特區以外的頻譜,射頻調諧器使用掃頻本地振盪(LO)混頻器將滑動的iBW塊頻率轉換為與資料轉換器直接採樣區域匹配的固定中頻。圖1顯示的是為低採樣速率資料轉換器饋送數據的典型雙頻轉換低中頻接收器的功能框架圖,接收器支援高動態範圍。

 

圖1:低中頻數位接收器中使用的雙混頻器頻率轉換。

 

圖2顯示使用圖1所示的低中頻方案時採用的頻率規劃。與數位資料轉換器一樣,射頻調諧器要求提供高射頻鏡像抑制,以免出現訊號模糊、雜散和雜訊。單射頻混頻器調諧器方法(紅色x)無法滿足鏡像抑制要求,因為中頻頻率太低,無法在所需頻段(綠色)和鏡像頻段(紅色)之間提供足夠間隔。間隔不夠,則無法採用所需的射頻輸入濾波器(或者不可行,即尺寸太大和/或價格高昂)。所以,會採用雙混頻器雙級頻率轉換,一般稱為超外差式接收器。輸入射頻先轉換為高中頻(比最後的直接採樣中頻高幾GHz),然後高中頻經過射頻濾波和再次頻率轉換,得到最後的中頻,之後進行直接採樣。此方法使現實使用的高性能射頻濾波器能夠滿足鏡像抑制要求。這些射頻濾波器在系統SWaP-C排列圖中處於高位。

 

圖2:採用窄頻超外差式調諧的舊式頻譜掃描。

 

需要使用射頻預選器濾波(圖2,黃色)來消除多隔離器導致的IMD2雜散(即F2 – F1和F2 + F1)。IMD2消除要求與鏡像問題互無影響,但前端濾波通常可用於解決此兩個問題。

今日的頻譜感測

如今的寬頻頻譜感測方法在過去的基礎上進行了改進。在使用ADI的混合訊號前端(MxFE)之後,ADC取樣速率夠高,可以對之前提到的第一個混頻器之後的高中頻直接採樣。因此,在如今使用MxFE的寬頻接收器中,射頻調諧器通常不需要使用雙混頻器級。第二個奈奎斯特中頻直接採樣的頻率夠高,使所需的輸入射頻頻段和鏡像頻段之間具有適當的頻率間隔,所以使用可獲取的射頻濾波器可完成這項工作。圖3顯示如今的單混頻器方法,圖4顯示了其頻率規劃。

 

圖3:高中頻數位接收器中使用的單混頻器頻率轉換。

 

圖4:如今的頻譜掃描方法採用寬頻單混頻器調諧,在6GSPS ADC上進行MxFE採樣。混頻器的低邊帶翻轉進入直接採樣頻段,使用LO掃頻。

 

如今,SWaP-C最大部分的節省在於取消了整個頻率轉換級,其中包含混頻器、射頻放大器、濾波器和其他元件。如今,更高中頻功能帶來的另一項SWaP-C優勢在於:直接採樣現在覆蓋大部分低頻到5.5GHz。所以,並非始終需要使用射頻調諧器來覆蓋一直到2GHz的整個範圍。在很多情況下,可以使用5GHz~18GHz射頻調諧器。將調諧器的下限從2GHz調節到5.5GHz,調節幅度似乎不大,但這種調節非常重要,因為它簡化了濾波、頻率規劃和所需的LO範圍。需要注意的是,仍需弄清楚如何覆蓋第一和第二奈奎斯特頻段之間的間隙,在6GSPS ADC中,這個間隙約為2.7GHz~3.3GHz。另一個考慮因素是需要開關式或可調諧ADC抗混疊射頻濾波器,以在第一和第二個奈奎斯特操作之間切換。

射頻濾波器在系統SWaP-C排列圖中處於高位,因為其具有高性能,需要低IL、平坦的帶通和陡峭的抑制邊緣;射頻濾波器是大型濾波器,在高Q陶瓷(例如氧化鋁)上使用分散式平面幾何形狀,且許多應用仍需使用射頻濾波器。

仍然需要使用亞倍頻程射頻預選器,但要求可能降低,允許使用不太激進的濾波。如此優勢在於直接訊號鏈不使用射頻混頻器,因而可改善IP2。總結目前的方案:取消了整個射頻混頻器級,在高中頻下進行寬頻奈奎斯特採樣可以改善SWaP-C和iBW。但其仍然需要使用多個離散MMIC (依應用特定順序排列)、多個高Q平面濾波器和結構。因此,仍然需要使用價格高昂、結構複雜的調諧器,以進行較為艱難的SWaP-C取捨(圖8)。SWaP-C仍在尋求變革性的發展,並且可望很快實現此一目標。

將來的頻譜感測

未來,進一步提高取樣速率的數位資料轉換器會使我們越過臨界點,以最小的SWaP-C實現完全軟體定義的寬頻無線電。如今,許多公司已推出幾十GHz的高速資料轉換器,但買家需要注意:多阻隔(multiblocker)動態範圍。高射頻直接採樣資料轉換器要變革雷達和電子戰,必須保持其前代窄頻產品卓越的動態範圍。隨著採樣速率和iBW不斷提高,保持卓越的雜訊和線性度(也就是動態範圍)有其困難而需無數架構因素考量。

下一代更高採樣速率的資料轉換器會在之前提到的MxFE方案的基礎上進行許多架構改善。主要表現為以下三個方面:

.對更高中頻進行直接射頻採樣,使所需頻段和鏡像頻段之間保持足夠間隔,如此使用低Q可調諧MMIC濾波器就足夠了。MxFE在第二個奈奎斯特區進行直接採樣的頻率可達到約6GHz。ADI的下一代高速數位資料轉換器將大幅擴展這一覆蓋範圍,隨之帶來更多好處。

-至此,透過取消使用平面高Q陶瓷濾波器,SWaP-C實現了諸多節省;

-射頻濾波器從固定式(每個用例使用客製化的濾波器組)轉變為可調諧。這表示可以透過軟體編程設定單寬頻硬體設定,針對許多使用案例中的客戶頻率方案性能進行最佳化取捨。

.從低頻率到毫米波(mmWave),進行直接射頻採樣,奈奎斯特間隙除外。在這個直接採樣區域內,可以進行數位調諧,同時控制射頻可調諧濾波器,以消除IMD2導致的阻隔。雷達中常見的非連續多頻段系統可能無需使用射頻混頻器,並避免奈奎斯特區之間的間隙。在此種情況下,功能框架圖可進一步簡化(圖5),其中去除了直接射頻採樣雷達和數位波束成形。電子戰中常見的需要連續頻譜覆蓋的系統,仍然需要使用射頻混頻器級來覆蓋第一和第二個奈奎斯特區之間的間隙,所以其功能框架圖與圖3相近。但基於之前提到的原因,SWaP-C得以降低。

.廣泛的晶片可編程數位訊號處理(DSP)功能可以處理高速寬頻數據流程。負責處理數位資料器資料有效載荷的下游FPGA是系統中消除尺寸、功率和成本瓶頸的最大障礙。在資料轉換器晶片上採用多樣化、彈性的DSP更為節能,可以釋放外部FPGA資源來進行更高等級的任務特定演算法,或實現尺寸更小、成本更低、散熱性能更佳的FPGA。

 

圖5:直接射頻採樣數位接收器。

 

為了展示頻率規劃的優勢,圖6和圖7顯示一種電子戰方案,該方案提供高達44GHz的連續頻譜覆蓋,ADC的時脈頻率為18GSPS。第一奈奎斯特射頻直接採樣覆蓋低頻率——8GHz。奈奎斯特間隙為8GHz~10GHz,第二奈奎斯特射頻直接採樣覆蓋10GHz~16GHz。射頻調諧器透過將7GHz~11GHz轉換為2GHz~6GHz的中頻,以覆蓋奈奎斯特間隙和頻段重疊。在混頻器的輸入端,需要一個可調諧帶通(濾波器)。LPF抑制鏡像,HPF則抑制中頻饋通。

 

圖6:未來的頻譜掃描,覆蓋第一和第二奈奎斯特區之間的間隙。

 

射頻調諧器並覆蓋ADC射頻直接採樣範圍之外的更高頻率(圖7)。在本示例中,10GHz~14GHz高中頻採樣會擴展鏡像頻段的範圍,使更低Q的MMIC可調諧濾波能夠實現所需的鏡像抑制。從訊號鏈中消除了高SWaP-C固定式濾波。

 

圖7:未來的頻段掃描,使用調諧器來覆蓋毫米波。

 

使用射頻調諧器的另一個優勢是可以提高彈性。對於嘗試直接採樣的較高頻率,ADC可大幅降低其雜訊和線性度,或者,可能更傾向於選擇不含HD2和/或HD3的某些ADC頻率區域。如果使用射頻調諧器相較於直接射頻採樣可以實現更高性能,那麼,運作時軟體決策可以快速切換模式。

儘管簡化了頻率規劃和濾波,但未來仍然需要使用預先選擇的亞倍頻程濾波,這一點未曾改變,並且只有透過對資料轉換器和射頻處理路徑改進IP2性能才會有所助益。例如,寬頻射頻放大器繼續提高IP2性能,會使OIP2 = 50dBm從幾百MHz接近20GHz。

尺寸比較

對於未來的接收器前端,可能實現哪些尺寸優勢?ADI估計,典型的接收器射頻鏈尺寸將從如今的名片大小,縮小到未來的郵票大小。尺寸縮小了90%。為了驗證此種尺寸優勢,可將典型接收器所需的元件區域相加,然後增加50%~65%的元件安裝區域,用於安裝被動元件、線路、板壁和隔離裝置。本文對下一代接收器前端也進行了驗證,其將所有功能模組整合到晶片上,可構成整合式下變頻器。為混頻器饋送訊號的每個可調諧LO也是一樣的,並假設相關數值如表1所示。

 

表1:如今的接收器前端元件和總面積。

 

圖8:高中頻下採用2GHz~18GHz接收器調諧器對AD9082 MxFE的意義示例。需要多個高Q平面射頻濾波器(灰色),使得複雜性、大小和成本增加,紅色方框顯示亞倍頻程預選。未來的SDR晶片組預計不會超過郵票大小,如右側所示。

 

結論

隨著高速資料轉換器奈奎斯特採樣速率和iBW不斷提高,同時還需保持先進的動態範圍,進行頻率規劃將有助於實現簡化融合的射頻前端架構。過去,由於每個用例、頻率規劃和相應的射頻/中頻濾波都不相同,所以很難確定採用亞倍頻程濾波和增益控制的高性能整合式頻率轉換IC,如此情況即將發生改變。

新型單晶片無線電調諧器將採用本地寬頻,提供晶片內自我調整射頻濾波功能和AGC。在應用特定的自我調整軟體迴路中,廣闊、分散的寬頻調諧應用區域將融合成為共用的硬體模組。隨著應用特定的優勢不再侷限於單一硬體,而是逐漸向通用彈性硬體平台上的優勢軟體演算法傾斜,系統開發人員將得以實現上市時間和成本優勢,而所有都可透過精巧尺寸SWaP-C實現。

本文同步刊登於《電子工程專輯》雜誌2023年4月號

 

 

 

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