功率電晶體(Power MOSFET)的應用在切換式電源轉換器中,一直扮演著重要的角色,在不同的應用中需要不同耐壓等級的功率電晶體,眾多功率電晶體供應商也都依據所需的電源轉換器應用,提供標準耐壓等級規格的功率電晶體,從25V功率電晶體在電腦主機板的12V輸入電源轉換給CPU、DDR及周邊其他電源的需求,30V功率電晶體在筆記型電腦主機板上的應用,到切換式電源供應器二次側的40V、60V、75V、80V與100V應用,以及一次側的500V、600V、650V、700V、800V、900V等應用。

然而,一旦需要電壓等級更高的功率電晶體,業界顯少提供適合的功率電晶體供選擇,導致必須選用IGBT系列產品,但在切換頻率持續上升的電源轉換器中,會造成較高切換損耗的IGBT卻不是一個好的選擇。

本文針對功率電晶體串接進行分析,為需要高電壓的應用提供另一個選擇,讓使用者可以使用市面上既有的功率電晶體達到高電壓耐壓等級的需求。

兩級功率電晶體串接或是兩級以上串接,稱為串接(Cascode)的架構,本文將利用串接的架構進行分析,比較不同串接架構的優缺點,並提供一個建議的串接架構,以因應高電壓應用的場合。最後實際應用此串接線路於一個50W的LED驅動線路上。

功率電晶體的串接應用

傳統的串接電路如圖1所示,兩顆功率電晶體串聯使用,下臂功率電晶體Q1直接用低壓的驅動器驅動,但上臂功率電晶體Q2須由高壓端擷取訊號來驅動。

20170124 Infineon TA31P1 圖1:傳統式串接電路

上臂Q2功率電晶體的截止速度是由負載電流所決定;當Q1先截止時,負載電流會針對Q1的等效輸出電容(Coss)進行充電,當等效輸出電容充電到Q2的源極(Source)電壓相等於Q2閘極(Gate)電壓時才使Q2截止,所以當負載電流比較小時,為Q1的等效輸出電容充電會比較慢,因此,Q2需要較長的時間才能截止。

由於Q2截止取決於負載電流,當負載電流較低時,導致無法在準諧振(Quasi Resonant)的應用發揮準諧振的特點。當Q2截止時,負載電流經由Q2的等效輸出電容、D2齊納二極體(Zener Diode)、R2到D1齊納二極體造成額外的損耗,另外R3經由稽納二極體也會有額外的損耗。

20170124 Infineon TA31P2 圖2:Type I串接架構

圖2是新式串接Type I架構,Q1和Q2都可以由低壓端進行驅動,但Q2截止受負載電流影響,負載電流較大截止較快,負載電流較小截止較慢。在Q2截止期間,Q1已經截止,且Q1的汲極電壓已經和輸入電壓一樣,因為透過D2和D5,使得Q1功率電晶體的汲源極電壓(VDS)被箝制在和輸入電壓一樣,一旦高於輸入電壓,二極體便會導通進行箝制。當Q1的汲極(Drain)電壓達到輸入電壓,負載電流的流動方式改變為經過D2和D5與變壓器間進行循環流動,一直到Q2截止。

新式的串接Type II架構

20170124 Infineon TA31P3 圖3:Type II串接架構

此外,新式的串接Type II如圖3所示,針對傳統串接線路的缺點加以改善,讓串接線路可以實際發揮串接的功率電晶體耐壓增加,並改善其衍生的問題而能實際被應用在線路上,其動作原理為首先讓Q1和Q2都可以由低壓端進行驅動,尤其是上臂的功率電晶體Q2不需要額外由高壓端擷取訊號或是額外提供一高壓驅動訊號而驅動Q2,使得驅動線路可以簡化。

其次,在線路上增加一個電晶體(BJT)的放電線路來加快截止Q2,Q2可以主動被截止,而不會受負載電流大小改變而影響其截止的時間,也因為可以快速截止,所以可以在準諧振的應用上充份發揮低切換損耗的優點。另外,在線路上的D1可以箝制Q1的電壓和輸入電壓相同,使得Q2上的跨壓相等於二次側輸出電壓反射回一次側的電壓(nVO),如此可以避免因為兩顆功率電晶體的等效輸出電容(Coss)不同而造成兩顆MOSFET分壓不均勻,而受限於選擇等效輸出電容(Coss)非常近似的兩顆功率電晶體進行串接;相形之下,利用此線路則可以任意選擇不同的功率電晶體進行串接。

然而,此串接Type II架構僅限於非連續導通模式(DCM)的應用,因為在連續導通模式(CCM)應用時,Q1先導通後,儲存於變壓器的能量仍在為輸出供電,D3在此期間為導通狀態,所以在一次側變壓器的跨壓為nVo,此時功率電晶體Q2上面的跨壓為輸入電壓(VIN)和輸出電壓反射回一次側的電壓(nVO)加總(VIN+nVo),這種狀態和只有單使用一顆MOSFET的方式相同,而喪失串接兩顆MOSFET增加耐壓的效果,因而造成電壓不足而燒毀,這在設計上需要特別注意。

比較以上各種串接MOSFET架構可以發現,在串接MOSFET應用時,Type II較TypeI架構具有更多的優勢。以下是Type II線路在50W輸出LED驅動線路的實際應用:

  • 輸入電壓:310Vac~380Vac
  • 輸出寬範圍電壓:10V~55V
  • 輸出電流:400mA~1400mA 20170124 Infineon TA31P4 圖4:在50W LED驅動線路應用串接 20170124 Infineon TA31P5 圖5:Vbus=439V,Po=55W時的實測波形 20170124 Infineon TA31P6 圖6:Vbus=249V,Po=55W時的實測波形

由圖5的波形可以看出,Q1功率電晶體的汲源極平台上電壓和直流母線電壓(Vbus)同樣約439V,而Q2功率電晶體的汲源極平台上電壓約476V。由圖6波形可以看出,Q1功率電晶體的汲源極平台上電壓和直流母線電壓相同約249V,而Q2功率電晶體的汲源極平台上電壓約476V。圖5和圖6上的波形皆符合文中提及的:Q1功率電晶體上的電壓會被箝制在輸入電壓的準位,而Q2上的電壓是二次側反射過來的電壓。此串接功率電晶體Type II的應用可以方便選用不同的功率電晶體,在功率電晶體兩端跨壓時無需考慮不同功率電晶體的不同輸出等效電容,以及應用在串接上必須考慮分壓是否平衡的問題,Q1功率電晶體和Q2功率電晶體會自動被箝制在相對應的電壓準位上。

20170124 Infineon TA31P7 圖7:滿載55W的效率比較

在效率方面,串接功率電晶體擁有較高的耐壓等級,因此在設計線路上可以考慮使用較高的二次側反射電壓,使得準諧振上的應用可以得到更高的效率,這是因為較高的反射電壓具有較低的波谷電壓,進而降低切換損耗。

在圖7中,

  • 紅色線:兩顆800V/1Ω功率電晶體串聯,反射電壓VR=460V,
  • 淡藍色線: 兩顆800V/1Ω功率電晶體串聯,反射電壓VR=260V,
  • 深藍色:兩顆800V/2.8Ω功率電晶體串聯,反射電壓VR=260V,
  • 藍色線:一顆1200V/2.4Ω功率電晶體,反射電壓VR=260V,因為耐壓問題所以1200V無法使用在460V的反射電壓,
  • 淡藍色線:800V/2.8Ω功率電晶體串聯,反射電壓VR=460V。

由此可以看出,比較兩顆800V/2.8Ω(VR=460V)功率電晶體以及一顆1200V/2.4Ω(VR=260V)功率電晶體的效率,由低輸入電壓到高輸入電壓增加0.2%~1%左右的效率,而且有更高的電壓餘裕度,不僅可以使用較低價位的功率電晶體,另外800V的功率電晶體規格有較多選擇,更可以使用800V/1Ω的功率電晶體來增加更多的效率,如紅色線所示。

20170124 Infineon TA31P8 圖8:串接應用在PFC的應用線路

圖8是串接功率電晶體在PFC的應用線路,VIN =480Vac,直流母線電壓電壓800V,LLC採用900V的功率電晶體。PFC功率電晶體耐壓採用兩顆800V功率電晶體串接而達到1600V耐壓,對於輸入突波電壓有著非常足夠的餘裕度。

20170124 Infineon TA31P9 圖9:串接功率電晶體在LLC的應用線路

串接功率電晶體應用在LLC的應用線路如圖9所示,VIN =480Vac,直流母線電壓800V,LLC採用600V的功率電晶體。在串接功率電晶體用於LLC架構,因為無法採用箝制電壓的線路,所以需要額外的瞬態電壓抑制(TVS)二極體,以避免因為兩顆功率電晶體的等效輸出電容不同而造成電壓分壓不平均。

結語

本文所建議的串接架構不僅適用於市面上找不到或缺乏合適高壓功率電晶體的應用,也可以擴展到中電壓功率電晶體的應用;目前,業界尚未針對300V~500V中電壓的功率電晶體提供相對應的產品,因此,該串接架構提供需要中電壓功率電晶體但缺乏合適電壓規格應用的另一項選擇,因而不必再使用電壓等級高出很多的功率電晶體耐壓規格。此外,由於低電壓的功率電晶體規格相對而言相當齊全,因此低電壓功率電晶體使用此架構的優點相對上較不明顯。

值得注意的是,上述的新式串接Type II架構僅限於DCM應用,因為在CCM應用會造上臂功率電晶體關閉時,其輸入電壓和二次側輸出電壓反射回一次側的電壓全部跨在上臂的功率電晶體上,從而造成電壓不足而燒毀。在功率電晶體耐壓的選擇上,不僅必須考慮輸入電壓及二次側的反射電壓,還得考慮由於線路上的雜散電感所產生的突波(Spike)電壓。

透過採用本文所建議的串接架構,可以讓設計者擁有更多的功率電晶體供選擇,甚至是以往缺乏合適耐壓規格的功率電晶體,都能夠因為採用此串接架構而獲得理想的解決方案。