雙極步進馬達廣泛用於許多應用,從印表機到工業設備中移動XY線性滑台。一般情況下,馬達驅動採用較廉價的專用步進馬達驅動器IC控制。遺憾的是,大多數的驅動器IC都使用較簡單的電流控制方法,使馬達的電流波形不理想,並導致馬達運行精確度不盡理想。現在,透過在步進馬達驅動器IC內部建置雙向電流感測,能夠有效提高馬達運動控制精確度,同時降低系統成本。

雙極步進馬達的基本原理

雙極步進馬達包含兩繞組,馬達就是經由這兩個繞組依序驅動不同的電流變化而開始轉動。為了使馬達運作平穩,可以採用相位差90度的正弦波驅動這兩個繞組。

步進馬達通常不是由類比線性放大器驅動,而是採用具有離散電流值(可將正弦波分為直線段)的脈衝寬度調變(PWM)電流調節驅動器;即謂的「微步進驅動」(microstepping)。正弦波可被分成多段,隨著段數增加,波形也不斷接近真正的正弦波。而在實際應用中,段數多從4到2048或更多,大多數的步進驅動器IC採用4到64段細分。由於一個正弦波產生四個步進馬達機械狀態,64段的序列則被稱為1/8步進作業(圖1)。

整步驅動:每一時刻只有單相通電 , 兩相電流交替和電流方向切換,使得一共產生4個步進馬達機械狀態。 半步驅動:比整步驅動方式相對複雜,在同一時刻可能有兩相都需要進行通電,如圖1所示,而使馬達的步進解析度提高一倍。 分段驅動:馬達轉子走一步的角度將會隨著分段數的增加而減小,馬達轉動也越來越平穩,例如把一個32段序列稱為8分之一步驅動模式。

20170218 MPS TA31P2 圖1:微步進驅動的電流波形

電流控制精確度的重要性

雙極步進馬達的轉子位置取決於流經兩個線圈繞組的電流大小。通常,選擇步進馬達的主要指標在於準確的機械定位或機械系統速度控制。所以,繞組電流的精確度控制對於步進馬達的穩定運作非常重要。

在機械系統中,有兩個問題會導致電流控制不夠準確:

  • 在低速運動或步進馬達用於定位控制的應用中,每一微步進驅動的馬達運動步數錯誤,導致錯誤的定位。
  • 在高速運動時,系統非線性會導致短期馬達的轉子速度變化,使得力矩不穩,從而增加了馬達的雜訊和振動。

PWM控制和電流衰減模式

大多數的步進馬達驅動器IC有賴於步進馬達繞組的電感特性實現PWM電流調節。利用每個繞組對應的功率MOSFET組成的H橋電路,在PWM週期開始時施加供電電壓於馬達繞組上,從而經由繞阻電感產生驅動電流。一旦電流達到設定值,H橋就會切換控制狀態,使得輸出電流衰減。 而在一定的時間後,一個新的PWM週期再度開始,H橋再次透過繞組產生電流。

持續重複這一過程,使繞組電流上升和下降。透過電流採樣和狀態控制,可以調節控制每一分段的峰值電流值。

在達到預期的峰值電流後,H橋驅動繞組的電流衰減控制方式有兩種:

  • 如果發生繞組短路(同時導通低側或高側MOSFET),電流衰減慢
  • 如果H橋反向導通,或讓電流透過MOSFET的體二極體流通,電流將衰減快。

這兩種電流衰減方式稱為慢衰減和快衰減(見圖2)。

20170218 MPS TA31P1 圖2:H橋工作狀態

由於馬達繞組是一種電感,電流變化的速率取決於所施加的電壓及其電感值。為了讓步進馬達快速運動,理想的情況是能夠在很短的時間內驅動電流變化。遺憾的是,存在另一種抗拒電流改變的因素——即馬達運動時會產生一個與電流相反的電壓,稱為「反電動勢」(back EMF)。這種反電動勢能有效降低可用電壓,提高繞組中的電流,因此,馬達轉速越快,迫使電流透過繞組發生變化所需的時間也越久。

為了緩解這些問題,可以提高驅動電壓,或者降低馬達繞組電感。降低電感意味著使用更少匝數的繞組,但這就需要更高的電流,才能達到相同的磁場強度和扭矩。

傳統峰值電流控制的問題

傳統的峰值電流控制步進馬達驅動器,通常只檢測通過繞組的峰值電流。當達到峰值電流後,H橋切換導通狀態,使衰減模式(快衰減、慢衰減,或兩者的組合)持續一段固定時間或等待一段PWM週期結束。在電流衰減期間,驅動器IC無法檢測輸出電流,從而導致一些問題。

一般來說,最好是用慢衰減,因為它能得到更小的電流紋波,讓平均電流能更準確的追蹤峰值電流。然而,隨著步進速率增加,慢衰減無法及時降低繞組電流,也難以維持精確的電流調節。

為了避免在PWM週期開始時由於繞組電感而不慎採樣到電流突波,有一個非常短的時間(blanking time)是不採樣繞組電流的,那麼此時的電流是不受控制的。這會導致嚴重的電流波形失真以及馬達運動不穩定(見圖3)。

20170218 MPS TA31P3 圖3:慢衰減模式時的電流失真

在正弦波達到峰值後,電流先開始衰減後再度增加,直到H橋作業於高阻狀態時,電流才繼續向零衰減。

為了避免這種情況,許多步進馬達驅動器IC在電流幅值增加時採用慢衰減模式,而在電流幅值減小時使用快衰減或混合衰減(結合快衰減和慢衰減)模式。然而,這兩種衰減模式的平均電流是是完全不同的,因為快衰減模式時的電流紋波相對更大。其結果是,兩種模式下的平均電流值相差很大,導致馬達運動不穩定(見圖4)。

20170218 MPS TA31P4 圖4:傳統峰值電流控制的波形

如圖4的波形所示,在峰值電流後一步和前一步的馬達步進不一樣,會導致定位誤差以及瞬態速度的變化。電流的皮形跨越零時,兩種衰減模式的切換也會有同樣的問題。

雙向電流採樣

傳統的步進驅動器採用在每個H橋底部和接地之間連接的外部檢測電阻,但僅測量PWM導通時檢測電阻的正向電壓。在慢衰減模式下,電流透過H-橋再循環,但不通過檢測電阻,因此無法測量電流。而在快衰減模式下,透過電阻的電流翻轉,產生了負電壓。以目前的電源IC製程而言,很難對於負電壓進行簡單的採樣處理。

除了PWM導通時間,如果我們也能監控衰減時的繞組電流,許多步進馬達驅動器的電流調節問題就能被解決。但是,如上所述,透過外部檢測電阻難以測量電流,更好的選擇是嘗試內部電流檢測。內部電流檢測能在任何時候監測電流,如PWM導通期間,以及快衰減和慢衰減過程。雖然它增加了驅動器IC的複雜度,但內部電流檢測大幅降低了系統成本,因為無需再使用外部的採樣電阻。這些電阻尺寸非常大且昂貴,價格通常和驅動器IC差不多!

例如,MP6500雙極步進馬達驅動器IC,它整合了內部電流檢測,是專為取代傳統廉價的峰值電流控制雙極步進馬達驅動器IC而設計。MP6500內部電路圖如圖5所示。

20170218 MPS TA31P5 圖5:MP6500電路圖

MP6500最大驅動電流峰值為2.5A(具體取決於封裝和PCB設計);電源電壓範圍從4.5V至35V。支援全步進、半步進、1/4步進與1/8步進驅動模式。它不必使用外部電流檢測電阻,只需要一個接地的小型、低功耗電阻設定繞組電流峰值。

內部電流檢測依賴於準確的場效電晶體(FET)以及相關電路的匹配設計,可確保始終準確採樣繞組電流,從而提高步進馬達的運動品質(motion quality)。

一般情況下,MP6500作業於慢衰減模式下。然而,當慢衰減式下的固定關斷時間結束時,如果繞組電流仍高於預期水準,就會啟動快衰減模式以驅動電流降低到理想值,例如重新進入慢衰減模式或另一段固定時間。這種混合控制模式夠讓驅動電流快速降低到零,同時又確保平均電流儘量接近理想值。

而當步進-脈衝輸入(步進跳變)時,必須採用快衰減模式,使電流迅速被調整到零,如圖6所示。

20170218 MPS TA31P6 圖6:MP6500的自動衰減模式(步進跳變時)

如果供電電壓高而電感低,或理想的峰值電流低,則可能大幅提高電流到高於理想值。由於發生短暫的空白時間,導致每個PWM週期開始時都有一個最小的導通時間,此時許多傳統的步進馬達驅動器無法控制繞組電流。如果發生這種情況,透過MP6500能不斷採用快衰退模式以確保繞組電流不至於超過設定值(如圖7)。

20170218 MPS TA31P7 圖7:MP6500的自動衰減模式(低電流期間)

相較於只採用慢衰減的模式,這種自動調整衰減模式的平均電流變化較小。由於快速衰減模式只用來控制低於設定值的驅動電流,誤差比在整個PWM關斷時採用快衰減模式更小得多。

這種控制方法的優點是,使用者不必針對不同的馬達和供電電壓進行任何系統調整,衰減模式是完全自動調整的。而傳統的步進馬達驅動器,必須針對不同的應用調整衰減模式,或甚至PWM關斷時間,才能得到最佳運動品質。

而使用了這種電流調節方法,可以確保整個週期的平均繞組電流都準確穩定(見圖8),明顯改善馬達的運動品質。

20170218 MPS TA31P8 圖8:MP6500電流調節波形

馬達運動品質測量

步進馬達的運動品質往往難以準確地量化評估。通常只靠人的眼睛、耳朵和手來判斷相對位置、雜訊和振動。但這些方法都難以精確地測量微步進驅動的位置以及加以量化。例如,一個1.8°的步進馬達,每1/8步進對應的旋轉角度為0.225°,這是非常小的角度。而在馬達運動時,比較容易的測試方法是時域測量;定位誤差會隨速度變化而表露無遺。速度隨時間的變化可以用示波器加以測量。為了進行這些測量作業,必須安裝高解析度的光學編碼器以及與步進馬達支架組裝在一起的磁粉閘。

所選用的步進馬達是一種用於小型工業設備或3D印表機XY滑台的典型馬達:1.8°步距角NEMA 23步進馬達,電感量為2.5mh,額定電流為2.8A。

要進行運動品質的測量,還需要一個頻率電壓轉換器(Coco Research KAZ-723),用於處理光電編碼器的輸出訊號,轉化為電壓訊號後就可以在示波器和頻譜分析儀上進行分析處理。這個電壓訊號代表了不斷更新的馬達轉速。

測試建置如圖9、圖10所示。

20170218 MPS TA31P9 圖9:馬達試驗台

20170218 MPS TA31P10 圖10:kaz-723頻率/電壓轉換器

為了檢測整個測試設置以及瞭解馬達和測試系統的固有缺陷,以相位差90度的正弦波電流驅動步進馬達。兩相電流和代表馬達轉速的頻率/電壓輸出訊號,如圖11所示。

頻率/電壓輸出顯示週期性的馬達瞬時速度變化,以及與驅動電流波形同步。這個速度變化很可能是由於馬達本身的磁場和機械構造缺陷引起的,部份原因則可能是編碼器、測試機架或放大器驅動電流的諧波失真。

雖然我們可以透過預調整驅動波形來補償馬達結構引起的問題以進一步提高運動品質。但圖11就是此測試設置下此馬達最理想的運行結果。

20170218 MPS TA31P11 圖11:類比電流驅動馬達運動測量

接著,在相同的設置和測試條件下,利用普遍的雙極步進驅動器來驅動馬達,採用傳統的峰值電流控制以及使用外部檢測電阻。該驅動器電流增加時採用慢衰減模式,電流減少則採用混合衰減模式。

混合衰減模式的閾值設置儘量最佳化,使得慢衰減模式作業時間盡可能最長,同時當電流幅值趨近於零時,能一直確保追蹤所期望的理想波形。這樣能盡可能的減少PWM電流紋波,以及儘量降低測得速度的變化。

圖12顯示採用這種傳統步進驅動器IC的速度的變化,幾乎是類比正弦和餘弦波形電流驅動的3倍。這意味著馬達雜訊、振動以及定位誤差都增加了。

20170218 MPS TA31P12 圖12:傳統馬達驅動器的運動品質

MPS MP6500步進驅動器晶片採用內部電流感測以及上述的電流調節方案,可以實現更好的馬達運動品質。如圖13所示,速度變化雖不像類比正弦和餘弦電流波形驅動的結果一樣小,但是比傳統的驅動器方案大幅改善許多,能讓馬達運作更平穩安靜,定位更精確。

20170218 MPS TA31P13 圖13:MP6500驅動的馬達運動品質

高速步進驅動

正如我們在圖3中看到的,在很高的步進速率時,一般的電流控制技術無法有效控制繞組電流,而可能產生嚴重的電流波形失真。隨著馬達的轉速不斷增加,反電動勢將使其更難以增加電流,而且電流下降的時間也減少,從而導致力矩變小甚至失速。相對於傳統方案,自動調整電流控制模式可以使馬達運以更高的速度運動。

圖14顯示採用傳統步進馬達控制器時,馬達轉速不斷提高的測試結果(橫軸為時間,縱軸為轉速)。失速發生時,速度測量結果約為8V左右,相當於480RPM。

20170218 MPS TA31P14 圖14:傳統控制模式的提速測試

使用相同的設置和繞組電流,如圖15所示,由於更好的自我調整電流調節控制方案,MP6500明顯可以驅動更高的速度。失速發生時,速度測量結果約為10V左右,相當於在600RPM。

20170218 MPS TA31P15 圖15:MP6500的提速測試

結語

相對於傳統的步進馬達驅動器IC,採用自動調整電流的控制方案(如MP6500),能在確保總系統成本不變或更低的情況下,明顯改善步進馬達的運動品質。透過本文中描述的測試設置,將有助於定量地測試和驗證大幅提升運動品質。