本文探討鏡像抑制的來源、含義及其對整體系統性能的影響方式。掌握這些資訊,有助於做出明智決策並選擇適合應用的收發器。

例如,亞德諾半導體(Analog Devices Inc.;ADI)的RadioVerse寬頻收發器系列——AAD9361和AD9371在幾個主要方面表現出明顯不同的性能水準,而且兩者的功耗也有很大差異。鏡像抑制是區分這兩個系列元件的性能之一。

鏡像抑制基礎知識

AD9361和AD9371系列均使用零中頻(ZIF)架構實現極高的整合度並顯著減少系統中頻率相關元件的數量。主接收訊號路徑和主發送訊號路徑使用一個複數混頻器級,在以本地振盪 (LO)頻率為中心的射頻(RF)和以直流為中心的基頻之間進行轉換。

儘管憑藉這樣的高整合度提供了許多優勢,但ZIF無線電元件也帶來了挑戰。複數混頻器具有同相(I)訊號和正交相(Q)訊號。一旦這些訊號的相位或幅度出現任何不匹配,組合升頻轉換的I訊號和Q訊號時會導致求和和消除性能下降。上面引用的文章中描述了這一點。當發送所需訊號時,不完美的消除會導致在該訊號本振(LO)頻率的相反側出現該訊號的反相副本。這一訊號副本被稱為鏡像,與其對應的所需訊號相比,幅度更小。同樣,當接收所需訊號時,所需訊號的反相副本會出現在該訊號直流的相反側。在其他架構(例如超外差架構)中,可以在中間級進行鏡像濾波。ZIF架構的主要優勢是去除了這些濾波器和中間混頻器級,但這需要極佳的I和Q平衡才能將鏡像幅度降低到可接受水準。

20180105_ADI_TA71P1 圖1:RadioVerse AD9371收發器功能方塊圖

圖2中經過簡化的接收訊號路徑示意圖顯示了這些不匹配與-A、-fC和-φ指定的不匹配發生的位置。只有一條路徑顯示失配的相位,因為它是形成鏡像的訊號路徑之間的不平衡,而不是訊號路徑的絕對增益和相位。因此,在一條路徑中顯示所有不平衡因素,這在數學上是正確的。圖2所示的複數混頻器也稱為正交混頻器,因為提供給混頻器的兩個LO訊號彼此正交。

20180105_ADI_TA71P2 圖2:經過簡化顯示訊號損耗的正交接收器訊號路徑

圖3所示為使用單音或連續波(CW)的有用訊號以及因此形成的無用CW鏡像。有用訊號被降頻轉換到頻率ωC。如果正交平衡不完美,鏡像將在頻率為-ωC時出現。鏡像抑制比(IRR)是有用訊號與無用鏡像訊號之差,用分貝(dB)表示。降低正交失配的方式被稱為正交誤差校正(QEC)。

20180105_ADI_TA71P3 圖3:單音有用訊號和干擾鏡像

鏡像幅度與增益和相位不匹配有關,關係式如下所示:

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其中: Δ = 幅度不平衡(用分貝 (dB) 表示,理想值為1) θ = 相位誤差(用度 (°) 表示,理想值為0)

等式1可得出二維矩陣,因為兩個輸入變數分別會導致鏡像抑制性能下降。圖4顯示該矩陣的一部份,其中穿過整個頁面的軸是幅度不平衡,進入到頁內的軸是相位不平衡,垂直的軸是鏡像抑制(單位:dB)。例如,如果幅度誤差為0.00195且系統需要實現76dB的鏡像抑制,則相位誤差必須優於0.01286°。即使在單個元件中,也很難透過控制影響I和Q匹配的所有因素來達到優於50dB的鏡像抑制。使用AD9371通常可實現76dB的鏡像抑制,這需要運用數位演算法來控制類比路徑變數並在數位域中應用校正。

20180105_ADI_TA71P4 圖4:鏡像抑制(單位:dB)與幅度不平衡(單位:dB)和相位不平衡(單位:°)之間的關係

鏡像對有用訊號的影響

圖5是一張簡化圖,顯示降頻轉換之後波形以直流為中心的單載波情形。該波形的示例將是20MHz LTE下行鏈路OFDM訊號的單一實例。如圖5所示,負側的一部份有用訊號將在正側具有鏡像,反之亦然。在以直流為中心的單載波情形中,鏡像在有用訊號內(或其之上)並破壞了有用訊號。

20180105_ADI_TA71P5 圖5:具有干擾鏡像的單調制載波

當接收訊號並隨後解調該訊號時,將存在若干訊號損耗。增加接收訊號路徑本底雜訊的熱雜訊就是一個例子。如果鏡像在有用訊號內,也會增加雜訊。如果所有雜訊源的總和過高,則無法對訊號進行解調。單載波圖和多載波圖中所示的熱雜訊基準就是一個例子,它作為一個促成因素在這些討論中被忽略了。

當使用AD9361的內部LO(適用於具有推薦性能的參考時脈源)時,AD9361將在無噪底限制時實現約-40dB的EVM。透過RF PLL的相位雜訊將EVM限制在-40dB。AD9361約50dBc的鏡像抑制性能意味著在圖5所示的單載波情形中,僅靠鏡像只能將EVM降低約0.5dB。這樣低的EVM降低意味著收發器通常不是64-QAM(甚至更高)調變方案的限制因素。在這種單載波情形中,鏡像總是比有用訊號小50 dB左右,如圖5所示。

圖6顯示多載波的例子。圖中的有用訊號在降頻轉換之後發生了直流偏移。

20180105_ADI_TA71P6 圖6:訊號1破壞了訊號2導致多載波調變訊號具有干擾鏡像

每個有用訊號的鏡像透過直流反射並顯示在頻譜的相反側。在該示例中,兩個有用訊號已經被降頻轉換到相同的直流偏移,有用訊號1在正側,有用訊號2在負側。需要注意的是,有用訊號2的幅度比有用訊號1的幅度低60dB。兩個載波具有不同幅度在多載波情形下屢見不鮮,如果來自兩個行動台(mobile station;MS)的訊號行進到同一基地台時遇到不同量的路徑損耗,便會發生上述情況。如果這兩個行動台與基地台的距離不同,或其中一個行動台通過除另一個行動台外的物件或在其周圍發送訊號時,可能發生這種情況。

有用訊號2的幅度比有用訊號1鏡像的幅度低10dB。這表示有用訊號2的訊號雜訊比為-10dB。即使使用的是最簡單的調變技術,也很難實現解調。顯然,需要更好的鏡像抑制性能來因應這些情況。

圖7顯示相同的情況,但採用AD9371典型的接收鏡像抑制性能。

20180105_ADI_TA71P7 圖7:訊號1幅度低於訊號2幅度導致多載波調變訊號具有干擾鏡像

有用訊號1鏡像的幅度現在比有用訊號2的幅度低15dB。因此訊雜比為15dB,足以使用各種調變方案來解調有用訊號2。

可減少AD9361和AD9371中正交不平衡的技術

AD9361和AD9371都最佳化了類比訊號和LO路徑,從本質上減少了正交不平衡。但如上所述,矽晶片能夠帶來的好處是有限的。數位校正可以將鏡像抑制性能提高若干個數量級。

AD9361接收器正交校準使用一種演算法來分析接收到的整個資料頻譜,從而在整個頻寬上創建平均校正。對於單載波用例和相對較窄的頻寬(如20MHz),該校正在目標頻寬上會產生良好的鏡像抑制。這被稱為非頻率相關演算法。該演算法對接收到的資料執行操作並即時更新。

AD9371在透過注入測試音進行初始化期間以及使用實際接收到的資料進行操作期間運行接收鏡像抑制校準。這些更先進的校準可根據頻率相關不平衡以及非頻率相關不平衡進行調整。該演算法會即時更新。AD9371採用更先進的演算法和電路實施校正,在佔用的訊號頻寬上的性能優於AD9361,兩者之差約為25dB。

本文介紹使用接收訊號路徑的正交不平衡的起源和影響,但ZIF收發器也必須克服發射訊號路徑中的相同問題。當訊號路徑或LO路徑不平衡時,發射器的輸出包括有用訊號及其鏡像。

對於發送訊號路徑,AD9361使用初始化校準來減少最佳化硬體設計提供的正交不平衡。初始化校準使用處於單一頻率且採用單一衰減設置的CW訊號音。該演算法通常導致功耗比有用訊號低50dB左右的鏡像。另一種寫入方式是-50dBc(低於載波的分貝值)。在過溫、寬頻寬或不同衰減設置條件下運行可能會影響鏡像水準。

AD9371使用分佈在有用訊號頻寬上的多個內部產生的訊號音進行初始發送路徑校準,並確定跨多個發送衰減設置的校正係數。運行期間,發送訊號路徑追蹤校準使用實際發送的資料並定期更新校正係數。AD9371的鏡像抑制性能優於AD9361(兩者之差約為15dB),並且在過溫和衰減條件下以及佔用的訊號頻寬上可體現這一優勢。

具體的簡化範例

到目前為止,根據本文所涵蓋的全部內容,讓我們進行思考實驗,假設我們正在構建一個系統,其中包含一個中心基地台和多個用戶端設備。為了簡化示例,這一假設的系統在運行時會遠離建築物等可導致多路徑的物體。基地台將與覆蓋區域半徑可擴展到100m的用戶端設備進行通訊,如圖8所示。

20180105_ADI_TA71P8 圖8:形象顯示基地台和用戶端基地台的蜂窩覆蓋區域

該系統將在18MHz的總頻寬上使用多個同時發送的6MHz寬載波。因此在這個系統中,一個用戶端設備可能非常接近基地台,比如0.3m,而最遠的用戶端設備與基地台之間的距離當然就是100m。兩者之間的自由空間路徑損耗差約為50dB。另外假定基地台基頻處理器可以測量接收功率,然後通知用戶端將發射功率增加或減少高達10dB。附近的用戶端將減少10dB的發射功率,而最遠端的用戶端將以全功率發射。基地台的接收功率因此降低10dB,形成40dB的總體電位差,如圖9所示。顯示的兩個載波表示上述最差情況。為了清楚起見,省略了可以駐留在兩個有用訊號之間的可選載波。

20180105_ADI_TA71P9 圖9:多載波調變訊號範例

在這個系統中,假定基地台和用戶端使用相同的收發器。如果使用AD9361,發送鏡像的幅度可能比有用訊號的幅度低50dB左右。接收器也將增加類似的鏡像功率。兩個正交不平衡組合起來形成比有用訊號低47dB左右的鏡像。

如果AD9371用於鏈路的兩端,則發送鏡像的幅度通常會下降65dB,並且接收器會使鏡像比有用訊號低75dB。將這兩者相加,可以得到比有用訊號低64.5dB左右的總鏡像。圖10顯示了兩種結果。

20180105_ADI_TA71P10 圖10:鏡像幅度不同的AD9361和AD9371多載波調變訊號範例

在這個簡化的範例中,我們只考慮鏡像的影響,而忽略對SNR的影響,如熱雜訊、相位雜訊和非線性度。其中,AD9361可實現約7dB的SNR,而AD9371則可實現約24.5dB的SNR。如果在該系統中使用64-QAM等複雜調變方案,AD9371可能由於總體系統SNR要求而成為最佳選擇。如果使用QPSK等更簡單的調變方案,那麼選擇AD9361即可,滿足要求綽綽有餘。在基頻處理器中使用的技術將確定解調訊號所需的實際系統SNR。當然,從這個思考實驗轉向一個真正的系統,必須考慮熱雜訊等以前忽略的影響。

結論

之前針對兩個收發器正交校正演算法的圖示和描述集中在接收訊號路徑上。由於相同的原因,干擾鏡像的影響也適用於發送路徑。位於較小載波之上的發送鏡像對於接收訊號的基地台來說同樣麻煩。

描述收發器用以降低鏡像水準的技術的部分顯示了兩個不同元件系列實現的量化差異。隨後我們根據上述具體範例進行系統設計,並將設計決策範圍縮小到一些簡短的與解調接收訊號所需的SNR相關問題。雖然AD9371系列的鏡像性能總是優於AD9361系列,但是AD9371系列的功耗更高並且使用高速序列介面,這就要求系統工程師能夠查看設計的各個方面,並為其應用找到最佳解決方案。