返馳式(Flyback)轉換器是筆記型電腦用電源轉換器(adapter)最常被使用的架構,相較於其他電路架構,其擁有較少元件數、較高可靠度以及較低成本等優勢。然而,傳統的定頻返馳式轉換器在開關導通瞬間是硬切換,而準諧振(QR)返馳式轉換器雖然能降低硬切換損耗,但其切換損耗都是提高效率的瓶頸,尤其是在高電壓輸入情況下更為嚴重。

為了因應節能和日漸嚴峻的效率規範要求,如何做到更高效率以及達到更高功率密度一直是電源設計努力的方向,有鑑於此,本文提出一個可以實現零電壓切換的返馳式架構,降低返馳式轉換器在切換時的硬切換損耗,進而提高效率和功率密度,使電源轉換器能朝向更小型化設計的趨勢邁進。

返馳式轉換器電路架構及動作原理

返馳式轉換器電路如圖1所示,在筆記型電腦的電源應用中,產品性能的提升可藉由提高切換頻率來支援瞬間大功率輸出,以及降低切換頻率來符合輕載的功耗規範。

20180319_Infineon_TA31P1 圖1:返馳式電源轉換器電路架構

圖2是定頻返馳式和準諧振返馳式的切換波形比較,由圖中可見定頻返馳式轉換器在切換時會隨機切換至不同的諧振電壓,而準諧振可以切換在諧振電壓的谷底以降低切換損耗,但即使是如此,切換損耗仍為限制效率提升的瓶頸,尤其是當輸入電壓提高時,所能諧振的波谷電壓也相對提高,造成較高的切換損耗。雖然提升一、二次側的圈數比可得到較低的波谷電壓,但是卻換來較高的二次側反射到一次側的電壓(Vref),而造成一次側需要選擇較高耐壓的功率開關,使元件成本上升,但效率卻沒得到相對的提升。

20180319_Infineon_TA31P2 圖2:定頻返馳式和準諧振返馳式的切換波形比較

零電壓切換返馳式轉換器等效電路分析

圖3為本文提出的零電壓切換返馳式轉換器,相較於傳統返馳式轉換器,它僅需增加一組線圈、一個低壓功率電晶體和低壓電容,即可將傳統返馳式轉換器硬切換的行為轉換成軟切換,有效地提升整體的轉換效率。

20180319_Infineon_TA31P3 圖3:零電壓切換返馳式轉換器等效電路

20180319_Infineon_TA31P4 圖4:零電壓切換返馳式轉換器波形

20180319_Infineon_TA31P5 圖5:零電壓切換返馳式轉換器動作原理

圖4為零電壓切換返馳式轉換器波形,由上至下分別為主功率電晶體(QGD0)的端電壓(VDS)、一次側激磁電流(i_mag)、一次側主功率電晶體(QGD0)的閘極電壓、二次側功率電晶體(QSR)的閘極電壓及一次側輔助功率電晶體(QGD1)的閘極電壓。

轉換器的動作原理如圖5所示,分別為(a)(b)(c)(d)(e)五個步驟,以下針對每一個時序步驟進行分析。

  • t0~t1:在t0時刻,主功率電晶體(QGD0)關斷後,同步整流功率電晶體(QSR)會在一個短的空白延遲時間後導通,其將主功率電晶體(QGD0)導通時於變壓器儲存的能量傳遞到輸出端,同時也對輔助電容進行充電。
  • t1~t2:在t1時刻,當去磁電流變為零時,二次側功率電晶體(QSR)關斷,一次側線圈電感Lp和主功率電晶體(QGD0)等效電容(COSS)將會發生諧振。主功率電晶體(QGD0)的電壓將會諧振到介於(Vbulk + Vref)到(Vbulk-Vref)。
  • t2-t3:輔助功率電晶體(QGD1)在t2導通,此時一次側激磁電流(i_mag)為負方向流動,其輔助電容透過輔助功率電晶體(QGD1)於變壓器儲存能量,在這期間主功率電晶體(QGD0)的端電壓(VDS)箝位到(Vbulk + Vref)。一旦激磁電流達到負向峰值(i_zvs_pk)時讓輔助功率電晶體(QGD1)關閉。
  • t3~t4:在t3時刻,磁化電感電流將繼續反方向流動並釋放儲存在COSS中的能量,其主功率電晶體端電壓(VDS)下降的幅度由配置t3~t4的持續時間來控制。
  • t4~t0:當t4時刻,主功率電晶體(QGD0)的端電壓(VDS)達到其最小值,此時導通主功率電晶體(QGD0)來達到零電壓切換。

由上述動作原理可知,此架構之零電壓切換為操作於非連續電流模式(DCM),當操作於連續電流模式(CCM)時,其行為模式和傳統返馳式的架構相同。

實驗數據

本章節實驗將以英飛凌科技的IDP2105為例實現零電壓切換返馳式轉換器,其具有雙閘極輸出與參數可調的功能,可提高設計此架構的便利性。以下實際製作一個65W電源轉換器,表1為對應之規格,圖6為此實驗的線路圖。

20180319_Infineon_TA31T1 表1:65W電源轉換器規格

20180319_Infineon_TA31P6 圖6:65W電源轉換器線路圖

表2是115Vac/ 230Vac的效率及空載功耗測試數據,其在115Vac的平均效率為91.64%及230Vac平均效率為92.38%,另外也測試在10%負載的效率,115Vac為88.99%及230Vac為88.39%,在空載功耗時,115Vac是55.3mW,230Vac是83.8mW。

20180319_Infineon_TA31T2 20180319_Infineon_TA31T3 表2:115Vac/ 230Vac效率及空載功耗

圖7為實際測試一次側主功率電晶體端電壓(VDS)、一次側主功率電晶體(QGD0)的閘極訊號以及一次側零電壓輔助功率電晶體的閘極訊號(QGD1)之波形,由波形可以發現,在一次側主功率電晶體閘極訊號產生前,提供一個輔助功率電晶體的訊號,可以有效地降低功率元件導通前的端電壓(VDS)來達到較低的切換損失,當輔助功率電晶體提供較寬的閘極導通訊號,可以在變壓器儲存較多的能量,搭配在主功率電晶體閘極訊號提供前的延遲時間,可以將主功率電晶體的端電壓降至零電壓。另外需要考慮輸入電壓的變化範圍,較高的輸入電壓會有較高的主功率電晶體端電壓,意謂著要在變壓器儲存更多的能量,才足以將主功率電晶體端電壓降到零電壓。

20180319_Infineon_TA31P7 圖7:實驗波形(360Vdc/ 2.5A) CH1:VDS;CH2: QGD0 gate;CH4:QGD1 gate

圖8和圖9分別是110Vac和230Vac的波形差異比較,兩者提供不同寬度的輔助功率電晶體之閘極訊號,使得110Vac和230Vac皆能將主功率電晶體的端電壓降至低電壓進行切換。

20180319_Infineon_TA31P8 圖8 實驗波形(110Vac/0.5A) CH2:VDS;CH4: QGD1 gate

20180319_Infineon_TA31P9 圖9:實驗波形(230Vac/0.5A) CH2:VDS:CH4: QGD1 gate

結論

本文介紹零電壓切換之返馳式轉換器及其架構動作之原理,此架構相較於傳統返馳式轉換器,僅須增加一輔助繞組與低壓功率電晶體元件。由實驗波形可知主功率電晶體於幾近零電壓時切換,將切換損耗降至最低,因此可減少散熱片面積,進而達到高效率與高功率密度之目標。