下一代行動通訊技術必須提供比上一代更好的性能。例如,從3G過渡到4G時,理論峰值資料速率從大約2Mbps提高到150Mbps。接著,LTE-Advanced Pro達到了Gbps的峰值資料速率,最近還實現了1.2Gbps的資料速率。根據最近一項由高通(Qualcomm)和諾基亞(Nokia)聯手進行的5G調查,86%的參與者聲稱需要或希望下一代智慧型手機實現更快的連接。這項調查的結論是資料速率永遠是技術演進的推動力。

但是5G並不僅僅追求更高的資料速率。這項下一代標準所能滿足的各種應用需求,可按一般所謂的「應用三角形」分類(圖1)。對於更高資料速率和更大系統性能的追求,可被歸納為增強型行動寬頻(eMBB)。超可靠低延遲通訊(URLLC)則是另一個主要的驅動因素,最初的重點在於低延遲。對於更低延遲的要求影響著整個系統架構——核心網路和協議堆疊,包括實體層。為了啟動新的服務和垂直市場,如增強/虛擬實境(AR/VR)、自動駕駛和工業4.0,都需要低延遲。此外,在這個應用三角形中還必須結合大規模機器類通訊(mMTC)才算完整。然而,最初的標準化工作主要集中在eMBB和URLLC上。所有的應用都有不同的要求,必須採取不同方法優先排序其關鍵性能指標。這就帶來了挑戰,因為這些不同的要求和優先級必須以「通用」(one fits all)的技術方案同時解決。

20180713_5G_TA31P1 圖1:IMT-2020定義的5G應用場景

Pre-5G與5G

在標準化組織(如3GPP)中定義一種「通用」技術需要花費很長時間。數百家公司和組織都會提出建議,推薦因應5G挑戰和要求的解決方案。3GPP針對這些提案進行討論和評估,最後決定如何實施。在定義解決無線接取網路(RAN)、空中介面和核心網路的新技術和新標準之初,制定過程可能相當耗時,讓網路營運商無暇等待。

一般情況下,解決一種應用的問題後,同時形成只針對一種場景的標準。使用免授權頻譜的LTE (LTE-U)是4G的一個例子,其目標是輕鬆使用免授權5GHz ISM頻段的較低和較高部份,以創建更寬的資料管道。大約15個月後,3GPP發佈其稱為授權輔助存取(LAA)的嵌入式標準方法。5G也不例外。固定無線接取(FWA)以及在2018年韓國平昌冬奧等全球體育賽事提供的「5G服務」,是在5G討論中的兩個例子——其客製標準是由網路營運商及其業界合作夥伴共同開發的。這兩項標準都是基於3GPP制定的LTE標準及其發佈的第12版(Release 12)技術規格,可支援更高的頻率、更寬的頻寬以及波束成形技術。

以具有FWA需求的網路營運商Verizon Wireless為例。目前的服務供應商不僅提供傳統的有線通訊和無線服務,還必須支援連接到家庭的高速網際網路,並透過這些連接擴展所提供的內容服務。

Verizon最初實現「最後一英哩」(last mile)連接到家庭的方法是光纖到戶(FTTH)。該公司在一些市場上將該業務出售給其它服務供應商,如Frontier Communications。為了強化其業務模式,Verizon開發了自家的無線技術,用於連接到家庭的高速網際網路。為了保持競爭力以及支援未來的發展,Gbps連接能力是必要的,勝過今天採用LTE-Advanced Pro所能實現的服務。

無線鏈路能提供多大的資料速率,取決於4個因素:調變、可實現的訊號雜訊比(SNR)、可用頻寬,以及是否使用多輸入多輸出(MIMO)天線技術。從1990年初到2000年,無線產業透過為標準進行最佳化而提高了SNR,並進而提高其資料速率。而在世紀之交,隨著網際網路的成功,它已無法滿足需求,3G的頻寬也持續增加到5MHz。

從4G開始,導入高達20MHz的更寬頻寬,以及2×2 MIMO。如今,使用高達256-QAM的更高階調變、8×8 MIMO以及搭載多個不同頻段載波的載波聚合(CA),峰值資料速率已達到1.2Gbps。為了進一步提高資料速率,尤其是對於使用FWA的情況,更寬的頻寬必不可少。以當今無線通訊的「熱門頻段」(450MHz和6GHz之間)來看,這個頻寬不可能實現。更大的頻寬僅能在釐米波(cmWave)和毫米波(mmWave)的更高頻率時取得。但是天下沒有免費的午餐;提高頻率也會帶來它本身的挑戰。

高頻挑戰

從自由空間傳播損耗(FSPL)公式可知,路徑損耗隨著頻率增加而增加。波長(λ)和頻率(f)透過光速(c)關聯,即:λf=c。這產生兩個重要影響。首先,隨著波長縮短,兩天線單元之間所需的間隔(通常為λ/2)減少,使得實際天線陣列具有多重天線單元。天線陣列的階數越高,所能聚焦在特定方向上發射的能量就越多,讓系統得以克服使用cmWave和mmWave頻率造成的較高路徑損耗。第2個影響涉及傳播。在低於6GHz場景,散射通常是影響傳播的主要因素。在更高頻率時,波長太短以至於與表面的互動增加,導致散射和反射對覆蓋面積的影響更大。

毫米波頻率也對移動性(mobility)帶來挑戰。移動性取決於以下等式定義的多普勒(Doppler)頻移(fd):

fd=fcv/c

在此等式中,fc是載波頻率,v是系統支援的期望速度。多普勒效應直接與同調時間(Tcoherence)有關,可以近似估計為:

*Tcoherence 1/(2fd) *

同調時間定義為無線電通道可以假設為恒定的時間,即其性能不隨時間變化的時間。這個時間影響了接收機的等化過程。如圖2所示,同調時間隨著速度的增加而減小。例如,為了以100km/ h速度移動並將鏈路維持在2.3GHz載波頻率,同調時間約為2ms。這意味著可以假設無線電通道性能在2毫秒(2ms)內保持不變。根據奈奎斯特(Nyquist)定理,採用2ms時間間隔,需要在此訊號中嵌入2個參考符號,以便正確重建通道。圖2顯示在較高頻率下的同調時間減少。對於cmWave頻率,多普勒頻移在步行速度時已經是100Hz,並且隨著速度的增加而增加。

20180713_5G_TA31P2 圖2:同調時間vs.速度:低於6GHz的三種載波頻率

因此,同調時間顯著減少,使得在高度移動場景下使用cmWave和mmWave頻率的效率低。這就是為什麼3GPP最初將5G NR標準化的重點放在所謂的非獨立(NSA)模式上,並使用LTE作為控制和訊號傳輸(signaling)資訊交換以及移動性的錨定技術。使用FWA,即無需移動性,因此,Verizon的技術方案可以完全依靠mmWave頻率,結合網路和連網裝置間的控制和訊號傳輸資訊交換。

28GHz鏈路預算

如前面解釋的,採用天線陣列和波束成形技術可將mmWave頻率用於無線通訊。Verizon在2016年將美國FCC分配的28GHz頻段作為5G頻譜,使用的頻寬高達850MHz。隨著2015年收購XO Communications,Verizon取得了使用28GHz頻段授權,計畫使用這些28GHz頻段初步推出自家的Pre-5G標準,並將這些歸納在5G技術論壇(5G Technical Forum;V5GTF)。

從營運商的角度來看,新技術的可行性取決於由商業模式提出的可行商業案例。商業案例受到兩個主要因素的影響:所需的資本支出(CAPEX),以及營運和維護網路的成本(即OPEX)。CAPEX由所部署的基地台數量決定,並取決於要求達到的基地台邊緣性能(即基地台邊緣所需達到的資料速率)和可實現的覆蓋範圍。cmWave和mmWave可使用波束成形,這有助於克服較高的路徑損耗,但相較於6GHz以下的頻率(用於無線通訊的主要頻譜),覆蓋範圍仍然有限。

為了確保足夠的覆蓋範圍,鏈路預算分析至關重要。考慮採用100MHz載波頻寬的28GHz頻段,首先計算接收機靈敏度限值。熱雜訊電平為-174dBm/Hz,需要根據5GTF標準規定,調整到支援的每個分量載波100MHz頻寬。在此計算中,接收機使用的典型雜訊係數為10dB,這使得總接收機靈敏度限值為-84dBm/100MHz (表1)。下一步,確定預期的路徑損耗。

20180713_5G_TA31T1 表1:接收機靈敏度限值

在理想條件下,自由空間路徑損耗以視線(LOS)連接為基礎,但真實情況並非如此。因此,各家公司聯手教育機構的幫助,展開了廣泛的通道探測測量活動,形成描述不同環境傳播的通道模型,並預測了預期的路徑損耗。它們通常用於LOS和非視線(NLOS)類型的連接。對於FWA,通常使用NLOS連接模式。在發展初期,儘管3GPP還在為標準化5G NR制訂通道模型,Verizon及其業界合作夥伴已使用了自家的通道模型。當然,這些模型之間存在差異。此處要考慮的鏈路預算分析,使用最早的可用模型之一。

20180713_5G_TA31P3 圖3:28GHz路徑損耗vs.基地台隔離,使用ABG通道模型,比較都會區大型基地台(UMa)部署的LOS和NLOS自由空間傳播損耗

假設在都會區大型基地台(Uma)部署場景,如圖3,顯示在28GHz頻段LOS和NLOS連接時,比較FSPL的預期路徑損耗。從營運商的角度來看,大型基地台站點之間距離(ISD)更為理想,因為ISD越高,所需的基地台越少,CAPEX就越低。然而,可實現的ISD由鏈路預算決定。各種研究均顯示,1,000m的ISD是商用部署目標。這樣的ISD對LOS的路徑損耗至少為133dB,而對於使用ABG通道模型的NLOS路徑損耗為156dB。下一步則是確定所需的基地台邊緣性能,即需要的資料速率。每個載波的資料速率取決於調變、MIMO機制和可實現的SNR。例如,典型要求是實現2bps/Hz的頻譜效率,即對於100MHz寬的通道提供200Mbps資料速率。為此,需要大約8dB的SNR,這進一步增加了接收機靈敏度限值。然而,由於接收機使用天線陣列,可獲得波束成形增益,並由單個天線單元的增益和天線單元的總數決定。

在5G發展的初期,接收端波束成形總增益的較近似值是17dBi。根據估計的路徑損耗,可以確定所需的總等效全向輻射功率(EIRP)和所需的傳導發射功率。根據上述計算,發射端所需的總EIRP在40~63dBm之間(表2)。合理的假設是:在5G遠端射頻頭端(RRH)使用更大的天線陣列,將會產生更大的波束成形增益。表3提供理想的計算:需要提供多大的傳導功率才能提供需要的EIRP(17~40dBm)。

20180713_5G_TA31T2 表2:28GHz下行鏈路預算

20180713_5G_TA31T3 表3:所需的最小傳導功率

對於mmWave元件,這些都是高輸出功率,設計功率放大器(PA)和所需的電路以驅動RF前端和天線陣列,都是業界面臨的挑戰。由於並非所有的基板都能提 供如此高的輸出功率,因此設計這些RF元件的公司之間將面臨一場方法之爭。挑戰之一在於為元件提供可接受的加電效率,以處理散熱問題。

基於這個分析,在下行鏈路方向建立一條1000m ISD的適用通訊鏈路是可行的。然而,前幾代的無線技術在上行鏈路功率方面均受限,5G也不例外。表4顯示假設最大傳導元件功率為+23dBm和採用16單元天線陣列客戶端設備(CPE)路由器的上行鏈路預算。根據路徑損耗和假設的通道模型,可以計算出跨越相當大範圍(即-9~+14dB)的鏈路餘量。當然,低於零的任何值都指出該鏈路不會被關閉。基於這些相當理想的計算,可以得出結論:如果採用1000m ISD,在mmWave頻率的上行鏈路可能存在問題。

20180713_5G_TA31T4 表4:28GHz上行鏈路預算

由於這個原因,3GPP定義了5G NR使用者設備(UE)功率等級,可實現高達+55dBm的總EIRP。美國目前的規定允許裝置支援如此高的EIRP,但不能出現在手機上。然而,實現這一EIRP本身就是一項技術挑戰,可能要到較後期才會上市。從這個角度看,服務供應商應該考慮在其商業案例中使用更短的ISD。目前各會議上發表的文獻和報告均顯示,正為此第一代無線電設備規劃250m或更小的基地台尺寸。如今必須確定的是:更短的ISD (如250m)能否滿足5G mmWave FWA商業案例的要求。

5GTF展望

Verizon 5G標準使用3GPP LTE標準提供的既有架構。載波頻率向上移動,在較高頻率上分解增加的相位雜訊,這些都需要更寬的子載波間隔來克服將會產生的載波間干擾(ICI)。Verizon標準使用的是75kHz,而不是15kHz。表5比較所有主要的實體層參數。

20180713_5G_TA31T5 表5:V5GTF VS. LTE實體層比較

在確定5G網路覆蓋時,應當理解幾個實體訊號。相較於LTE,在Verizon的5G標準中,同步訊號(PSS和SSS)以頻分多工(FDM)技術發射,而LTE則採用時分多工(TDM)技術。而且,由於導入了新的同步訊號,擴展同步訊號(ESS)有助於辨識正交頻分多工(OFDM)符號時序。圖4顯示包含在特殊子訊框0和Z5中的同步訊號(SSS、PSS、ESS)映射,並圍繞在波束成形參考訊號(BRS)和擴展實體廣播通道(xPBCH)之間。

20180713_5G_TA31P4 圖4:5GTF同步和波束成形參考訊號

裝置在初始接取過程中使用這些同步訊號,以確定要連接到哪個5G基地台,然後使用波束成形參考訊號(BRS)來評估接收可用波束成形訊號中的哪一個。該標準允許發射一定數量的波束,具體數量取決於BRS的發射週期。這些資訊經由xPBCH提供給裝置。在其基本形式中,每個OFDM符號發射一個波束;然而,使用正交覆蓋碼(OCC)可讓每個OFDM符號發射多達8個波束。根據所選的BRS發射週期——有4個選項:1個時隙、1個、2個或4個子訊框——可以發射多個波束,CPE在這些波束上執行訊號品質測量。基於對這些BRS接收訊號功率(BRSRP)的測量,CPE將維持一組8個最強波束,並將4個最強波束回報至網路。一般而言,相同的原則適用於確定現有4G LTE技術的覆蓋範圍。針對28GHz案例,接收機(網路掃頻儀)首先掃描期望的頻譜,獲取同步訊號以確定由PSS和SSS提供的初始時序和實體基地台ID。ESS協助辨識OFDM符號時序。下一步是對BRS執行品質測量(如同與CPE所做的),以確定誰有最好的接收選項,以及保持並顯示一組8個最強的接收波束。

因應早期5G採用者的需求,羅德史瓦茲(Rohde & Schwarz;R&S)設計了一款原型測量系統,使用覆蓋直到6GHz頻段的超小型路測掃頻儀。這個頻率範圍可以使用下變頻方法加以擴展:將在28GHz上發射的多達8個100MHz寬分量載波下變頻至能由該路測掃頻儀處理的中頻範圍。整個解決方案整合於一個以電池供電的後背包中,從而可在辦公大樓中進行現場覆蓋測量。圖5顯示該建置及配件,圖6顯示在住宅區的步行測試中使用該掃頻儀。

20180713_5G_TA31P5 圖5:R&S 5GTF覆蓋測量系統

20180713_5G_TA31P6 圖6:在現場使用R&S的測試系統

測量結果如圖7所示。圖7右側繪製了所有檢測到的載波(PCI)中8個最強波束,包括發現的波束索引。頂部的2個值顯示PCI和波束索引。這些波束是根據測量BRS (而非BRSRP)的最佳載波干擾雜訊比(CINR)組織起來的。在螢幕的頂部,使用者可以輸入具體的PCI,並在實際的測量位置辨識該載波的8個最強波束。此外,掃頻儀確定發射的波束OFDM符號以及使用了哪個OCC。根據測量BRS的CINR,用戶可以預測特定測量位置的可能輸送量。

20180713_5G_TA31P7 圖7:5GTF覆蓋範圍測量舉例

接下來是測量同步功率和同步訊號的CINR。在行動網路中,基於CINR,裝置將確定檢測到的基地台是否是要駐留的基地台。這通常根據定義為最小CINR的閾值來確定。對於LTE來說,這是-6dB,而對於「Pre-5G」,則有待進行現場測試做出評估。在Verizon的5GTF標準中,同步訊號經由14個天線埠進行發射,最終 這些訊號將指向特定方向。因此,這一應用可測量並顯示同步訊號功率、CINR以及辨識天線埠。

總結

正如本文多次提及的,在FWA應用場景中使用mmWave頻率的商業案例是成功還是失敗,取決於鏈路預算是否能在可負擔的ISD上實現。 在部署5G FWA時,網路設備製造商和服務供應商必須在實施網路最佳化以前,利用最佳化工具來確定實際的覆蓋範圍。