當一連串的環境和電路設計變數影響輸出時,就很難確定具有負反饋電路的穩定性。任何計算錯誤都會成為怪異電路行為(如振盪和振鈴)的溫床。這就需要先期測試程式,以儘量減少產生波動的可能性。遺憾的是,這種方法通常是在昂貴的高階電子負載下執行。

本文為愛好者介紹了一種經濟型替代方案,即利用MOSFET的線性區和飽和區與負載電阻配對來提供脈衝電流。

系統穩定性

為什麼穩定性如此重要?能否僅購買現成可用的智慧財產權(IP),建構或製造電路、測試功能性,然後將其用於預設應用?遺憾的是,這種臨時應急的方法充滿風險,還存在著潛在的災難性後果。為了瞭解這些風險,必須建立一個堅實的穩定性基礎。

根據閉路反饋系統的傳遞函數,系統不穩定情況是經由使分母等於0而形成。因此,當系統以‘-1’的增益(即單位增益和180°相位反轉)運行時,整個傳遞函數接近無窮大,從而使此條件成為極點(另一種辨識極點的方法是提取分母的特徵值或特徵向量)。由於傳遞函數具有作為因變數的頻率,所以可以假設設計具有遠離極點工作頻率的電路將能解決這一問題。但這種預防措施是不夠的。

當導入負載和環境變數時,傳遞函數和極點(或訊號或系統更複雜時的多個極點)會發生變化。系統的複雜性和應用進一步模糊了邊界的穩定性。例如,電源轉換器裝載了大量的非線性電路元素和外部寄生元件,這些元件都對極點的這種轉移造成影響。如果不借助繁瑣艱澀的理論計算,對穩定和不穩定輸出做出清晰界定,就不可能預期合理結果。然而,這並非一定意味著估計就不可靠。其實,單憑理論不一定能夠保證系統的穩定性。

鑒於上述論點,如果只採用基本功能測試,產品在現場出故障的可能性很大。那麼很可能就會出現顧客抱怨產品故障的情景。最糟糕的情況是,由於最終產品不合格,導致公司陷入虧損。

測試不穩定性的方法

有各種測量技術可用於測試電路是否在特定條件下振盪。理想的方法取決於可用的資源,將在下面詳細討論各個選項。

方法#1:從波特圖(Bode Plot)獲取增益和相位餘裕

該方法透過觀察電路在頻域中的特性響應來進行判斷。它需要價格不菲的網路分析儀或頻率響應分析儀,將正弦波(其頻率在所需範圍內被掃描)與輸出耦合到電路的反饋迴路中,然後同時測量增益和相位。對發生在單位增益和180°相移時的振盪進行回溯,提取20‧log(1)=0dB的相位,並取其與180°的差值。這就是相位餘裕(Phase Margin)。同樣的方法適用於增益。但增益餘裕不太常見,因為相位不超過180°時的情況更多。在極點條件滿足之前,更高餘裕意味著更大的迴旋餘地,從而得到更穩定的電路。

這種方法能明顯地顯示每個變數對電路頻率響應的影響。較高的輸出電容意味著較低的相位餘裕,因為相位和高頻分量會衰減,而將0dB點推向左側。該設置對於測量的準確性也很重要。如果由於連接器處理不小心和不良焊接而產生意外的寄生成份,可能會導致不準確。

方法#2:觀察負載瞬態響應

該方法透過觀察電路在時域中的特性響應來進行判斷。根據電路規範,用汲極(sinking)或源極(sourcing)電流使輸出產生脈動。利用示波器(仍然相當昂貴,但比頻率響應分析儀[FRA]便宜)觀察輸出響應。如果觀察到強烈的「吉布斯現象」(Gibb's phenomenon),尤其是未即時衰減的類型,那麼在靠近這種條件的某處就可能存在極點。

方法#3:使用「皮斯原理」(Pease's Principle) 知名的類比IC(特別是運算放大器)設計師——同時被譽為「能隙沙皇」(Czar of Band-Gaps)的已故Robert Pease (我在大學時開始接觸其內容豐富的‘Pease Porridge’專欄)詳細闡述了一種簡單的電路穩定性測試方法。它涉及用所有頻率的方波輪番攻擊電路。如果電路得以倖存,那說明它具有穩健性。電路的薄弱環節也將暴露無遺。該過程在理論上是合理的,因為方波的頻率成份包含在頻域中(記得方波的傅利葉[Fourier]級數或單位階躍響應的傅利葉變換?)。就像上面介紹的第一種方法一樣,將所有奇數正弦分量壓縮成方波(而不是逐一掃描)。在我看來,採用這種方法應該注意一些預防措施,例如在輸出端使用主動負載。

負載瞬態響應研究

在測量負載瞬態響應時,需要可提供更佳解析度的示波器。在處理明顯較高的電流時,檢查電路的輸入電壓是否明顯下降是明智之舉。壓降可能導致電路的欠壓鎖定(UVLO)觸發。在此情況下實現4線配置可能會起到妙手回春的作用。應遵循正確的探棒接地原則,以避免虛假的過衝或下衝,從而可能造成不穩定的誤報。

監測電流也可能是個障礙。可用的選項是針對低電流的電流探棒和用於監測更低電流的檢測電阻。三線電纜(triaxial cable)也可以消除絕緣洩漏的影響。

測量負載瞬態響應的方法

測量負載瞬態響應的方法有許多種,以下段落詳細描述每種方法。

使用與電阻串聯的MOSFET 這種建置可能是本文描述中最簡單的方法,它涉及一個在線性/工作區與負載電阻串聯工作的MOSFET。負載電阻的阻值將決定脈衝電流的高電平。可以用任意波形產生器或函數產生器對MOSFET的閘極進行脈衝控制。對於更寬鬆的規範(脈衝電流的迴轉率並不是什麼大問題),任何可提供脈衝的客製電路都能實現。值得注意的是,MOSFET開關必須處於線性區,否則將呈現高阻抗(如電流源飽和時會發生的現象)。

請記住,為了偏置線性區的開關,bulk-source電壓必須處於接地電位(可以是反向偏置,但不應太多,因為閾值電壓也會增加),且閘極-源極電壓必須比漏極-源極電壓加上閾值電壓更高。

20180719_IEEE_TA31P1 圖1:在負載瞬態測量中設置NMOS電阻(左)和PMOS電阻(右)配對(來源:Justin Spencer Mamaradlo)

觀察圖1可發現,NMOS接近參考接地並且PMOS與VOUT端子相接。這不是巧合,因為這種配置更容易將閘極-源極電壓驅動到線性區。例如,如果NMOS放置在負載電阻的上方,則其漏極端子將位於參考接地之上。解決該問題的一種方法是將脈衝電路連接到NMOS漏極而不是接地,或導入DC偏移。遺憾的是,如果脈衝產生器是內建地線的儀器,這就不可能了。

使用電子負載 市場上有許多電子負載可滿足各種測量要求。當然,儀器的品質會隨成本的降低而下降。儘管如此,即使最便宜的電子負載的價格也無法與單個MOSFET和電阻的價格競爭(對愛好者來說)。如果這樣的話,那為什麼要在這裡提及?我將它包括在內是為了內容的完整,若有人真買這種儀器的話或可借鑒。

對於瞬態測量,人們會希望有一個支援切換的電子負載(這個要求本身就會將價格門檻設得太高)。以GWINSTEK的PEL-3000系列電子負載為例。要執行測量,請將儀器設置為‘CR’模式和適當的電流範圍。請務必記住每個量程的相應迴轉率,以避免輸出電壓出現不必要的過衝(可在儀器的資料表中找到)。配置其它所需的附加設置(例如保護功能以避免損壞待測物、軟啟動等),並確定介面極性沒有反接。

使用工作在飽和區的功率MOSFET 此方法是電子負載背後的基本原理,即利用飽和狀態下MOSFET的特性作為恒定電流源。這是最方便的,因為電流取決於閘極施加的電壓,而不是外部電阻(這更難設置)。缺點是MOSFET的功耗。由於沒有負載電阻,MOSFET受到待測物(D.U.T.;功率會相當高)額定輸出電壓和負載電流容量的壓力。因此,在這種情況下(與前述方法相比)使用的MOSFET更貴。對於脈衝負載,閘極的高電平電壓必須足夠精確,以驅動MOSFET漏極和源極之間正確的高電平電流。因此,這種方法中,在MOS電阻配對配置中設置精確電阻的挑戰轉變為設置精確電壓(通常低至+/-10mV)的挑戰。

LTSpice中的負載瞬態模擬

以下是針對USB Type-C同步電流編程設計模式的連續導通模式(CPM-CCM)升降壓轉換器個人設計。

20180719_IEEE_TA31P2 圖2:在LTSpice中繪製的CPM-CCM雙向USB C型轉換器(來源:Justin Spencer Mamaradlo)

作為雙向電源轉換器,電路工作在三種模式:正向降壓、正向升壓和反向降壓。選用針對合理的電流紋波進行了設計的高精度電感器、設置為10μH。MOSFET對根據工作模式交替工作(全部四個不能同時切換)。轉換器操作的全面說明如下:

  • 在Point 1,作為5V降壓轉換器:為了作為降壓轉換器,M1必須作為短路(線性區)操工,M2則作為開路(截止區)操作。M3和M4必須設置其工作週期,以便輸入電壓降至5V。由於使用了一對NMOS,因此M3需要U11 (一個輔助低功率隔離的非穩壓DC-DC轉換器),它可以幫助U7(該轉換器狀態的高側驅動器)正確偏置M3閘極。獲得所需工作週期的粗略估計很簡單(對降壓應用,只需使用常規公式),然後進行調整以滿足容差規範。
  • 在Point 2,作為20V升壓轉換器:為了作為升壓轉換器,M3必須短路(線性區),M4必須開路(截止區)。這次,M2和M1必須微調其工作週期以產生20V輸出。透過回顧升壓和校準的一般公式可得出大概值,以符合公差範圍。
  • 在Point 3,作為5V後向降壓轉換器:在這種情況下,電晶體的狀態與點2的狀態類似。調整的唯一變數是佔空比。再次,降壓的通用公式可用來獲得合理估計,然後進行最佳化,以符合公差範圍。

開關頻率設置為250kHz,高側和低側功率MOSFET之間的停滯時間(dead time)為100ns。兩個控制訊號(控制1和控制2)被用來控制四個功率MOSFET的開關時間。 CPM模組的內部原理圖如下所示:

20180719_IEEE_TA31P3 圖3:所示為USB Type-C電源轉換器CPM模組的內部原理圖(來源:Justin Spencer Mamaradlo)

當待測電壓進入‘vs’接腳時,控制電壓進入‘vc’接腳。理想的電壓來源Varamp採用人工斜坡(ramp)來提高穩定性並降低失真。U1用於作為一個饋送到SR觸發器的比較器。最終輸出是‘PWM’端子處的脈衝寬度調變(PWM)訊號。

為了測試該USB Type-C轉換器的負載瞬態響應,Rload從8.9Ω(2.2A)脈動到6.7Ω,如下圖所示。

20180719_IEEE_TA31P4 圖4:通過LTSpice中PWL功能獲得的負載瞬態響應(來源:Justin Spencer Mamaradlo)

透過前面介紹的第三種方法可獲得類似結果。圖5提供了一種示例電路建置。比較器U16(LT1013)用作驅動Q1的500Hz張弛振盪器。這將定義轉換器輸出端電流脈衝的時序。開關波形耦合到R22,總和為由R14處的分壓器(Rtop和Rbot)決定的偏移量。U15配置為反相放大器,因此在M5的閘極前插入另一個反相放大器——U14。

20180719_IEEE_TA31P5 圖5:作為動態負載的電路如上所述,其增益可透過一對電位器進行調節(來源:Justin Spencer Mamaradlo)

針對一款以盈利為目的的品牌電子負載來說,圖5所示電路的材料清單對於業餘愛好者來說無疑是一種更有吸引力的選擇。零件可以方便地從當地的電子器材店購買,有些甚至可重複使用以前專案中所用的元件。因此,在測試電路設計的穩定性時,請選擇本文介紹的方法。