然而對大多數的切換式電源供應器設計者而言,高速切換的功率晶體通常都意謂著線路當中會出現的高電流變化率(di/dt)及高電壓變化率(dv/dt)切換行為,其在改進轉換效率的同時,也會造成較大的電磁干擾;如圖1所示,對任何一週期性訊號而言,-40dB的轉折頻率由1/(π˙tr)決定,當訊號具有較短的上升時間tr及下降時間tf時,-40dB的轉折頻率會出現更高頻處,其高頻成份高於具有較長上升/下降時間的訊號,因此大多數的電源供應器設計者在初期評估使用切換速度更快的功率晶體時,為了減少可能的電磁干擾,會使用較大的驅動電路電阻,以及在汲極(drain)及源極(source)端添加額外並聯電容,用於降低功率晶體的較高切換速度所帶來的高頻成份。

這樣的作法,雖然能夠減少電磁干擾,但是就無法享受到高速切換功率晶體所帶來的效率提昇。本文旨在從微觀的角度瞭解功率晶體導通截止瞬間的線路行為,從系統解決方案出發,如何減少磁性元件的寄生電容,在符合電磁干擾要求下,能享受高速切換的功率晶體所帶來的效率提昇。

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圖1:不同上升/下降時間的週期訊號在高頻處產生的訊號差異。

以一返馳轉換器為測試對象,針對不同切換速度的功率晶體採用相同的導通驅動電阻Rg,on,會得到導通過程時的功率晶體電流尖波如圖2(a)所示。切換速度較快的功率晶體,其導通電流為綠色波形,而切換速度較慢的功率晶體,其導通電流為黃色波形,觀察兩波形的特色,綠色波形的電流準位高、上升時間短;而黃色波形的電流準位低、上升時間長,可以預期綠色波形的電流高頻成份會高於黃色波形的電流;當針對切換速度較快的功率晶體使用較大的導通驅動電阻值時,會得到如圖2(b)的電流波形。

由圖中可知,加大驅動電阻後,電流峰值降低,上升時間變長,因而印證採用加大導通驅動電阻是一個有效解決高頻電磁干擾的解決方案,高頻成份的降低來自電流峰值的降低以及上升時間變長,除高頻成份電流準位降低外,轉折頻率更能提早出現。若將兩個導通過程的電流波形進行積分,可以得到幾乎相同的電流波形面積,可以推測即使使用不同的功率晶體,雖然在導通過程中產生不同電流準位及不同上升斜率的電流波形,但是其總電荷是固定的,亦即在功率晶體導通的過程中,無論功率晶體的切換速度為何,其導通過程中所必須進行的電荷交換量是固定的。

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圖2 :功率晶體導通瞬間的電流尖波比較圖。(a)是採用相同導通驅動電阻下的高速/慢速功率晶體電流波形;(b)是針對高速功率晶體採用較大導通驅動電阻達到與慢速功率晶體相同的電流尖波。

一個值得讀者深思的問題:電磁干擾的來源之一是導通過程中的電流尖波,電流尖波來自於電荷交換,然而電荷來自何處?以下將利用最常用的功率因數修正電路及返馳式轉換器進行說明。

考量一功率因數修正器運作於連續導通模式,如圖3所示。t=t1時,功率晶體開始導通,如圖3a;t=t2時,功率晶體開始截止,如圖3b。在t<t1時,此時功率晶體Q為截止,二極體D導通,此時電感L持續對輸出電容釋放能量,在t= t1時,功率晶體開始導通:1.功率晶體對Coss進行放電,此現象只在功率晶體內發生,不會被觀察到;2.電感的寄生電容Cpara進行放電,再反向充電至輸入電壓為止;3.功率晶體使整流二極體D進行截止,輸出電壓對整流二極體的寄生電容CJ,進行充電。

此時,在電路當中會觀察到因針對電感L的寄生電容Cpara進行放電/充電及針對整流二極體進行逆向回復及寄生電容CJ充電電流的向上電流尖波,如圖3b。

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圖3:連續電流導通模式功率因數修正器功率晶體導通瞬間的功率晶體電流波形。

在t=t2時,功率晶體開始截止,如圖4所示:1.此時電感如同電流源,會對寄生電流Cpara及功率晶體的Coss進行充電及二極體的CJ進行放電,直至二極D開始導通,電感電壓被箝位在(Vo-Vin);2.電感的部份能量被用來對上述電容進行充電,電感路徑上的電流會出現向下的電流尖波。

由上述可以發現在功率晶體導通及截止過程中,影響出現在線路當中的電流尖波,除了功率晶體的切換速度外,其因素主要還有幾項:電感的寄生電容Cpara及二極體的寄生電容CJ。此外對於操作在連續電流導通模式的功率因數修正器而言,飛輪二極體是否使用SiC二極體,對於整機效率及電磁干擾有很大的影響。

相較於快速二極體,SiC二極體具有極低的順向回復時間(forward recovery time)、逆向回復時間(reverse recovery time)及逆向回復電荷(reverse recovery charge),無論是功率晶體導通或截止過程,使用SiC二極體都能觀察到較低的高頻電壓/電流成份,如圖5。

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圖4:連續電流導通模式功率因數修正器功率晶體截止瞬間的電感電流波形。

由圖5a可以發現,在相同操作條件下使用SiC二極體,在功率晶體導通瞬間,會因為較低的逆向回復電荷及寄生電容CJ而得到較小的電流尖波;由圖5b可以發現,在相同操作條件下使用SiC二極體,在功率晶體截止瞬間,會因為較低的順向回復時間而得到較小的電壓尖波。

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圖5:CCM PFC使用SiC二極體及非SiC二極體。(a)為功率晶體導通瞬間的電流比較,(b)為功率晶體截止瞬間電壓波形比較。

要改善高頻電磁干擾,就必須改善功率晶體導通/截止過程中的電流尖波,而電流尖波的來源乃是在導通過程中的電荷交換。對功率二極體而言,可以考慮選用較低逆向回復電荷及低接面電容的SiC二極體,對變壓器及電感等磁性材料而言,又該如何著手呢?

從結構來看,變壓器及電感等儲能元件,是使用漆包線於某特性形狀鐵心繞制而得,漆包線兩端形成繞組的兩端,以巨觀的角度來看,只會看到繞組兩端形成一個具有電流型負載的儲能元件;然而從微觀的角度來看,變壓器或是電感的方式決定了電感或變壓器內寄生電容的分布及電容值。假設繞組上的電壓是平均分布,所需要繞制的繞組分為二段,採用兩種不同的方式繞制,如圖6所示。

圖6a為以繞組模擬兩個帶電平板,長、寬分別為l及w,相距d的等效電容值;圖6b是採用傳統繞制方法,使繞組上的起繞點與終繞點為同一處,其電場強度在起繞及終繞處為最大,而在轉向處為最小;圖6c採用分段繞制,使相鄰線圈的電壓差維持在固定值,無論起繞或終繞處,電場強度分布都相同。

要計算繞組所形成的等效電容,必須先針對繞組間電場分布進行體積分,得到繞組分布電場所儲存的總能量,再利用總能量換算得到等效的繞組間寄生電容。

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圖6:不同繞制方法產生的寄生電容等效值。

由圖6的推算結果,發現採用使電場均勻分佈並能最小化的繞製方法所得到的寄生電容會小於傳統繞製方法的電容值。

依上述原則,實際針對功率因數修正器的電感採用標準繞線架及分槽式繞線架,施行兩種不同的繞法如圖7,其中圖7a為傳統式繞法,而圖7b為分槽式繞法。分別使用此兩種電感在相同電路,以相同負載進行測試,得到結果如圖8。

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圖7:採用不同繞制方法的PFC電感;(a)為傳統繞法,(b)為分槽式繞法。

其中使用10Ω的導通/截止驅動電阻及傳統繞法的電感,功率晶體在導通及截止時分別產生2.4A及1.05A的電流尖波;而使用分槽式繞法電感,在功率晶體導通及截止時分別產生2A及0.5A的電流尖波,這樣的測試結果,相當於使用傳統繞法電感並分別加大導通/截止驅動電阻到100Ω及120Ω,才能降低導通電流及截止尖波分別降到2A及0.5A。

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圖8:採用不同繞制方法電感產生的電流尖波比較圖;(a)為功率晶體導通,(b)為功率晶體截止。

上述的方法是使用不同的繞製方式去減少變壓器或電感的自寄生電容(self-parasitic capacitance),其原理在於減少繞組間的電容效應,同樣的概念也可以處理變壓器初/次級繞組間的共模電容。

對於低功率充電器或是電源轉換器而言,返馳式轉換器為主要選用的電路架構,來自成本、空間及效率考量,其主要設計挑戰在解決電磁干擾問題時,無法如同其他應用電路有機會使用額外的元件或濾波器;主要的電磁干擾解決方案除了仰賴僅有單級的共模電感及X電容,大多數解決方案都會落在返馳式變壓器的設計,以及降低功率晶體的切換速度上。

返馳式變壓器設計的基本需求,就是盡可能地降低漏感,使功率晶體在截止時的電壓尖波能夠有效減少,此時必須盡可能提高初/次級側繞組的耦合,無可避免地當在空間上的緊密繞製的初/次級側繞組,也會使繞組間產生很強的共模電容效應,解決了電壓尖波問題,卻又產生了電磁干擾問題。

早期會使用法拉第屏蔽,以減少初/次級側間的電容效應,現今主流方法為額外採用屏蔽繞組(shielding winding),除了增加繞組間的距離以減少電容效應外,更能夠額外提供一開路繞組電壓用以補償共模電流,使返馳式變壓器能夠在低漏感的條件下盡可能減少初/次級側等效共模電容值,進一步改善共模雜訊干擾。

在返馳式轉換器中,共模電流所造成的高頻傳導及幅射性電磁干擾是讓工程師最為頭痛的難題。如圖9所示,返馳式轉換器中的共模電流來源主要是高電壓變動點,如變壓器繞組上的電壓或功率晶體的汲極電壓透過各種可能的寄生電容產生共模電流。

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圖9:返馳式轉換器中的寄生電容效應。

本文在此並不細究所有的寄生電容如何產生,僅針對變壓器進行討論,介紹一個用來評估返馳式變壓器內的等效共模電容的方法,如圖10所示。

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圖10:評估變壓器等效共模電容的測試電路圖。

如圖10a所示,使用一訊號產生器輸出連接初級側繞組,以一固定電壓準位及固定頻訊號作為測試電源,用10K電阻連接初級/次級側的靜點(亦即沒有切換的電壓點),使用示波器量測初級側繞組電壓及電阻上的電壓,分別為 V1及V2。依V1及V2間大小及相位的關係,會得到三種可能的關係如圖10b、10c、10d。

當V2接近零時,表示共模電容值也相對較小,這意謂著變壓器繞組間的共模電流可以被相互抵消。利用這個方法可以在變壓器調適繞製的過程中先進行測試,在進行電磁干擾測試前,先評估可能的電磁干擾結果。

從電磁干擾角度考慮返馳式變壓器設計的重點主要包括幾個部份:(a)初/次級側繞組的相對起繞點及終繞點位置;(b)屏蔽繞組圈數;(c)屏蔽繞組靜點(quite point)連接位置。分別探討如下。

初/次級側繞組的相對起繞點及終繞點位置

初/次級側繞組的相對起繞點及終繞點位置不僅僅是電壓相對極性的問題,同時因為變壓器初/次級側電壓變動點會對其他線圈及繞組產生漏電流。一般而言,初級側的電壓變動點會設定為起繞點,繞在繞線架的內側,如圖11b所示的B繞製方法變壓器,依據圖10a的測試線路,在測試訊號準位為1V的情況下,其所得的等效電壓為20mV。而從圖12的幅射性電磁干擾實測結果,也得到繞製方法B變壓器具有相對較低的干擾值。

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圖11:初/次級側繞組不同的相對起繞點及終繞點位置測試結果。

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圖12:初/次級側繞組不同的相對起繞點及終繞點位置幅射電磁干擾測試結果。

屏蔽繞組圈數

屏蔽繞組的設計概念除了提供隔開初/次側繞組,減少空間的電容效應外,也必須完全覆蓋繞線區域以及依照次級側圈數的繞組圈數,產生一組額外的開路電壓,用以提供對次級側的電流補償路徑,在考量完全覆蓋繞線區域的前提下,可以使用單一線繞滿30圈,或是使用3線並繞繞滿10圈,其差異在於30圈產生較大的繞組開路電壓,而10圈僅有前者的1/3,在次級側繞組為10圈的情況下,屏蔽繞組的最高圈數限制值為相同於次級側繞組圈數的原則,可以從圖13及圖14的結果得到證實。

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圖13:屏蔽繞組採用不同圈數的測試結果。

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圖14:屏蔽繞組採用不同圈數的傳導性電磁干擾測試結果。

屏蔽繞組靜點連接位置

屏蔽繞組項設計概念,在於能提供額外的高頻路徑,用以補償由初級側流向次級側的共模電流或是次級側流向初級側的共模電流,將共模電流導回原本自己的那一側,而轉換為差模電流,以利EMI的磁性元件來加以抑制,除了繞組圈數外,重要的是靜點的連接位置。

初級側的靜點位置有二,分別是橋式整流後電容的高電壓(Vbulk)及GND;一般工程師會認定初級側的靜點位置只有一個點,就是初級側的GND點,實際上經過實驗,如圖15及圖16所示,在實驗電路中將屏蔽繞組連接至高電壓點所測的高頻傳導性干擾比接至GND點要低10 dB以上。

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圖15:屏蔽繞組連接至不同靜點的測試結果。

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圖16:屏蔽繞組連接至不同靜點的傳導性電磁干擾測試結果。

結論

對快速切換的功率晶體而言,在系統中會產生高斜率電流變換(di/dt)及高斜率電壓變換(dv/dt)的波形,進而產生較高的電磁干擾。一般而言,採用加大驅動電阻及額外並聯高壓電容的手段,能減少功率晶體在開關過程中產生的高頻成份電流及電壓,當為了通過電磁干擾的測試,使用這些手段抑制功率晶體的切換速度,僅能得到跟原來使用慢速功率晶體的效率結果,無法享受快速切換功率晶體帶來的好處。

為此,本文說明解決高斜率電流的系統解決方案,不是加大驅動電阻值,而是選用適當的二極體,並採用適當的繞線方法,有效降低電感及變壓器的寄生電容,使功率晶體在導通及截止過程中產生較低的電荷交換行為;高斜率電壓變換波形為產生共模電磁干擾的主要來源之一,透過線路當中的共模電容產生共模電流,進一步產生傳導及幅射性電磁干擾。

除了PCB佈局產生的寄生電容外,變壓器初/次側線繞組及鐵心間的共模電容也是主要的傳導路徑,有效減少共模電容值就能夠有效降低共模雜訊,就不需並聯額外的電容及截止驅動電阻,降低功率晶體的dv/dt,本文介紹一種評估變壓器共模相對電容值的方法,對於工程師而言,可以在進行系統除錯及調適過程中,快速找到改善及解決問題的方法。

本文同步刊登於電子工程專輯雜誌2019年4月號